tl494の車用充電器。 TL494 の車のバッテリー用充電器 - Samodelkin - 自分でやる - 図

06.09.2023

別の充電器は、充電終了時にバッテリーが確実にオフになるようにバッテリーの到達電圧を監視するユニットを備えた主要な電流安定器の回路に従って組み立てられています。主要なトランジスタを制御するには、広く使用されている特殊なマイクロ回路 TL494 (KIA491、K1114UE4) が使用されます。このデバイスは、1 ～ 6 A (最大 10 A) の範囲内で充電電流を調整し、出力電圧は 2 ～ 20 V になります。

キートランジスタVT1、ダイオードVD5、およびマイカスペーサーを介したパワーダイオードVD1〜VD4は、200 ... 400 cm2の面積を持つ共通のラジエーターに取り付ける必要があります。回路内で最も重要な要素はインダクタ L1 です。回路の効率は、その製造の品質に依存します。コアとして、3USTST TV 電源などのパルストランスを使用できます。高電流での飽和を防ぐために、磁気コアのスロットギャップが約 0.5 ～ 1.5 mm であることが非常に重要です。巻き数は特定の磁気回路によって異なり、PEV-2 2.0 mm ワイヤの場合は 15 ～ 100 巻きの範囲になります。巻数が多すぎると、定格負荷で動作させたときに「ヒュー」という小さな音が発生します。一般に、笛吹き音は中電流でのみ発生し、負荷が重くなると、コアの磁化によるインダクタのインダクタンスが低下し、笛吹き音が止まります。低電流で笛吹き音が止まり、負荷電流がさらに増加すると、出力トランジスタが急激に加熱し始めると、選択した生成周波数で動作するには磁気コアの面積が不十分になります。抵抗器 R4 またはコンデンサ C3 を選択してマイクロ回路の動作周波数を上げるか、より大きなインダクタを取り付けます。回路内に p-n-p 構造のパワートランジスタがない場合は、図に示すように n-p-n 構造の強力なトランジスタを使用できます。

インダクタ L1 の前のダイオード VD5 として、少なくとも 10A の電流と 50V の電圧の定格を持つ、ショットキーバリアを持つ入手可能なダイオードを使用することをお勧めします。極端な場合には、中周波ダイオード KD213 を使用することもできます。 KD2997または類似の輸入品。整流器には、電流 10A の強力なダイオード、またはダイオードブリッジ (KBPC3506、MP3508 など) を使用できます。回路内のシャント抵抗を必要な値に調整することをお勧めします。出力電流の調整範囲は、マイクロ回路の出力回路１５内の抵抗器の抵抗比に依存する。図の電流制御可変抵抗スライダーの下の位置では、最大電流が流れるときのマイクロ回路のピン 15 の電圧がシャントの電圧と一致する必要があります。可変電流制御抵抗 R3 は任意の公称抵抗に設定できますが、マイクロ回路のピン 15 で必要な電圧を得るには、それに隣接する固定抵抗 R2 を選択する必要があります。
可変出力電圧調整抵抗器 R9 は、2 ～ 100 kOhm の広範囲の公称抵抗値を持つこともできます。抵抗R10の抵抗値を選択することにより、出力電圧の上限が設定されます。下限値は抵抗R6とR7の抵抗値の比で決まりますが、1V未満に設定することは望ましくありません。

マイクロ回路は45 x 40 mmの小さなプリント基板に取り付けられ、回路の残りの要素はデバイスのベースとラジエーターに取り付けられます。

プリント基板を接続するための配線図を下図に示します。

lay6 の PCB オプション

コメントでシールをありがとうと言いますデモ

この回路では巻回されたTS180電源トランスを使用していますが、必要な出力電圧と電流の大きさに応じてトランスの電力を変更できます。出力電圧が 15 V、電流が 6 A であれば、100 W の電源トランスで十分です。ラジエーター面積を 100 ～ 200 cm2 に縮小することもできます。このデバイスは、出力電流制限を調整できる実験用電源として使用できます。要素が正常に動作している場合、回路はすぐに動作を開始し、必要なのは調整だけです。

ソース: http://shemotechnik.ru

インダクタ L1 の前のダイオード VD5 として、少なくとも 10A の電流と 50V の電圧の定格を持つ、ショットキーバリアを持つ入手可能なダイオードを使用することをお勧めします。極端な場合には、中周波ダイオード KD213 を使用することもできます。 KD2997または類似の輸入品。整流器には、電流 10A の強力なダイオード、またはダイオードブリッジ (KBPC3506、MP3508 など) を使用できます。回路内のシャント抵抗を必要な値に調整することをお勧めします。出力電流の調整範囲は、マイクロ回路の出力回路１５内の抵抗器の抵抗比に依存する。図の電流調整可変抵抗スライダーの下の位置では、最大電流が流れるときの超小型回路のピン 15 の電圧がシャントの電圧と一致する必要があります。可変電流制御抵抗 R3 は任意の公称抵抗に設定できますが、マイクロ回路のピン 15 で必要な電圧を得るには、それに隣接する固定抵抗 R2 を選択する必要があります。
可変出力電圧調整抵抗器 R9 は、2 ～ 100 kOhm の広範囲の公称抵抗値を持つこともできます。抵抗R10の抵抗値を選択することにより、出力電圧の上限が設定されます。下限値は抵抗R6とR7の抵抗値の比で決まりますが、1V未満に設定することは望ましくありません。

マイクロ回路は45 x 40 mmの小さなプリント基板に取り付けられ、回路の残りの要素はデバイスのベースとラジエーターに取り付けられます。

プリント基板を接続するための配線図を下図に示します。

lay6 の PCB オプション

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それで。ハーフブリッジインバーター制御基板についてはすでに見てきましたが、今度はそれを実践してみましょう。典型的なハーフブリッジ回路を考えてみましょう。組み立てに特別な困難はありません。トランジスタはボードの対応する端子に接続されており、12 ～ 18 ボルトのスタンバイ電源が供給されます。 3 つのダイオードが直列に接続されている場合、ゲートの電圧は 2 ボルト降下し、必要な 10 ～ 15 ボルトが正確に得られます。

図を見てみましょう。
変圧器はプログラムによって計算されるか、式 N=U/(4*pi*F*B*S) を使用して簡略化されます。 U=155V、F=100000ヘルツ、RC定格1nfおよび4.7kOhm、平均フェライトのB=0.22T、透磁率に関係なく、残る唯一の可変パラメータはS - 側面の断面積です。磁気回路のリングまたは中央ロッド Ш を平方メートルで表します。

スロットルは、式 L=(Uppeak-Ustab)*Тdead/Imin を使用して計算されます。ただし、この式はあまり便利ではありません。デッドタイムはピーク電圧と安定化電圧の差に依存します。安定化電圧は、出力パルスからのサンプルの算術平均です (二乗平均平方根と混同しないでください)。全範囲にわたって安定化される電源の場合、式は L= (Upeak*1/(2*F))/Imin として書き直すことができます。完全な電圧調整の場合、より多くのインダクタンスが必要になり、最小電流値が小さくなることがわかります。電源に電流 Imin 未満の負荷がかかった場合はどうなりますか? そしてすべては非常に単純です - 電圧はピーク値に向かう傾向があり、インダクタは無視されているようです。フィードバックレギュレーションの場合、電圧は上昇できず、代わりにパルスが抑制されてパルスの前部のみが残り、トランジスタの加熱による安定化、つまり線形安定化が発生します。線形モード損失が最大負荷時の損失と等しくなるように Imin を取るのが正しいと思います。したがって、調整はフルレンジのままであり、電源にとって危険ではありません。

出力整流器は、中間点を備えた全波回路を使用して構築されています。このアプローチにより、整流器の両端の電圧降下を半分にすることができ、MBR20100CT や 30CTQ100 など、単一のダイオードと比べて安価な共通カソードを備えた既製のダイオードアセンブリを使用できるようになります。マークの最初の桁はそれぞれ 20 アンペアと 30 アンペアの電流を意味し、2 番目の桁は 100 ボルトの電圧を意味します。ダイオードの電圧が 2 倍になることを考慮する価値があります。それらの。出力では 12 ボルトが得られ、同時にダイオードでは 24 ボルトになります。

ハーフブリッジトランジスタ..そしてここで、何が必要なのかを考える価値があります。 IRF730 や IRF740 のような比較的低電力のトランジスタは非常に高い周波数で動作でき、100 キロヘルツが制限ではありません。さらに、あまり強力ではない部品で構築された制御回路を危険にさらすこともありません。比較のために、740 トランジスタのゲート容量はわずか 1.8 nf ですが、IRFP460 は 10 nf にもなります。これは、各半サイクルの容量を転送するために 6 倍の電力が使用されることを意味します。さらに、これによりフロントが引き締まります。静的損失の場合、各トランジスタに対して P=0.5*Ropen *Itr^2 と書くことができます。言葉で言えば、開いたトランジスタの抵抗に、それを流れる電流の二乗を掛けて2で割った値です。そして、これらの損失は通常数ワットです。もう1つは動的損失です。これらは、トランジスタが憎悪のモードAを通過するときのフロントでの損失であり、この邪悪なモードが損失を引き起こします。これは、最大電力に両方のフロントの継続時間と、両方のフロントの継続時間の比率を乗じたものとして大まかに説明されます。各トランジスタの半サイクルを 2 で割った値。そして、これらの損失は静的なものではありません。したがって、より強力なトランジスタを使用すると、
より簡単なオプションで済ますこともできますが、効率が低下する可能性さえあるため、使いすぎないように注意してください。

入力および出力の静電容量を見ると、大きくしすぎたくなるかもしれません。これは非常に論理的です。電源の動作周波数が 100 kHz であるにもかかわらず、主電源電圧は 50 Hz で整流されるためです。容量が不十分な場合、同じ出力整流正弦波が得られますが、それは著しく変調および復調されます。したがって、100 ヘルツの周波数で脈動を探す必要があります。「HFノイズ」を恐れている人のために、オシロスコープでチェックされているので、そこに一滴も存在しないことを保証します。しかし、静電容量を増やすと巨大な突入電流が発生する可能性があり、入力ブリッジに損傷を与えることは間違いなく、出力静電容量が増大すると回路全体の爆発にもつながります。この状況を修正するために、回路にいくつかの追加を加えました。入力容量の充電を監視するリレーと、同じリレーとコンデンサ C5 のソフトスタートです。私は定格について責任を負いません。C5 は抵抗 R7 を通じて充電され、充電時間は式 T=2pRC を使用して推定できます。出力容量は同じ速度で充電され、安定電流は U=I*t/C で表されます。正確ではありませんが、時間に応じた電流サージを推定することは可能です。ちなみに、スロットルがないと意味がありません。

変更後に何が表示されたかを見てみましょう。

電源に大きな負荷がかかり、同時に電源がオフになったとしましょう。電源を入れてもコンデンサは充電されず、充電抵抗が点灯するだけで終わりです。それは問題ですが、解決策はあります。リレーの 2 番目の接点グループは通常は閉じており、マイクロ回路の 4 番目の入力が 14 番目のレグの内蔵 5 ボルト安定器で閉じられている場合、パルス持続時間はゼロに減少します。マイクロ回路がオフになり、電源スイッチがロックされ、入力容量が充電され、スイッチがクリックされ、コンデンサ C5 が充電され始め、パルス幅がゆっくりと動作レベルまで上昇し、電源が完全にオフになります。操作の準備ができています。ネットワーク内の電圧が低下すると、リレーがオフになり、制御回路がオフになります。電圧が回復すると、再び始動プロセスが繰り返されます。正しくできたようですが、何か見逃している場合は、コメントをいただければ幸いです。

ここでの電流の安定化は保護的な役割を果たしますが、調整は可変抵抗器で可能です。バイポーラ出力の電源に対応するため、カレントトランスを介して実装しましたが、それほど単純ではありません。この変圧器の計算は非常に簡単です。R Ohm の抵抗を持つシャントは、抵抗 Rнт=R*N^2 として巻数 N で二次巻線に転送され、その数の比から電圧を表すことができます。巻数と等価シャントでの降下を考慮すると、降下電圧ダイオードより大きくなければなりません。電流安定化モードは、オペアンプの + 入力の電圧が - 入力の電圧を超えようとすると開始されます。この計算に基づいて。一次巻線は、リングを通して引き出されたワイヤです。変流器の負荷が破損すると、その出力に少なくとも誤差増幅器を破壊するのに十分な巨大な電圧が発生する可能性があることを考慮する価値があります。

コンデンサ C4 ～ C6 と抵抗 R10 ～ R3 は差動増幅器を形成します。チェーン R10 C6 とミラーリングされた R3 C4 により、エラーアンプの振幅 - 周波数応答が三角形で低下します。これは、電流に応じてパルス幅がゆっくりと変化するように見えます。これにより、一方ではフィードバック速度が低下しますが、他方ではシステムが安定します。ここで重要なことは、スイッチング周波数の 1/5 以下の周波数で周波数応答が 0 デシベル未満になるようにすることです。このようなフィードバックは、LC フィルタの出力からのフィードバックとは対照的に、非常に高速です。 -3dB でのカットオフの開始周波数は、R=R10=R3 の場合、F=1/2pRC として計算されます。 C=C6=C4、私は図の値に責任を負いません。私はそれらを数えていません。自分の利益

この回路は、チップに組み込まれデシベルに変換された、コンデンサ C4 の最大可能電圧 (デッドタイムがゼロになる傾向) とチップに組み込まれた鋸発生器の電圧の比として計算されます。密閉システムの周波数応答を向上させます。私たちの補償チェーンが 1/2pRC の周波数から開始して 10 年ごとに 20 dB 減少することを考慮し、この増加を知っていると、0 dB との交点を見つけるのは難しくありません。これは、周波数 1/2pRC 以下であるはずです。動作周波数の 1/5、つまり 20キロヘルツ変圧器に巨大な電力リザーブを巻いてはならず、逆に、短絡電流が特に大きくてはならず、そうでない場合はそのような高周波保護さえ機能しないことに注意してください。時間、そしてキロアンペアがそこに飛び出たらどうなるか.. したがって、これも乱用しません。

今日はここまでです。この図がお役に立てば幸いです。電動ドライバーに適合させたり、アンプに電力を供給するためにバイポーラ出力を作成したり、安定した電流でバッテリーを充電したりすることもできます。 tl494 の完全な配線については最後の部分を参照しますが、追加されるのはソフトスタートコンデンサ C5 とその上のリレー接点だけです。さて、重要な注意点として、ハーフブリッジコンデンサの電圧を監視するため、少なくともブリッジ整流ではクエンチングコンデンサを使用してスタンバイ電源を使用できないような方法で制御回路を電源に接続する必要がありました。考えられる解決策は、ダイオードハーフブリッジなどの半波整流器または勤務室の変圧器です。

ID:1548

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フル電源のTL494

電源について真剣に取り組んでから1年以上が経過しました。マーティ・ブラウン著『電源』とセミノフ著『パワーエレクトロニクス』という素晴らしい本を読みました。その結果、インターネットから得た回路には多くのエラーがあることに気付き、最近目にするものは私のお気に入りの TL494 マイクロ回路の残酷な嘲笑だけです。

私は TL494 の多用途性が気に入っており、これに実装できない電源はおそらくないでしょう。この場合、最も興味深いハーフブリッジトポロジの実装を見ていきたいと思います。ハーフブリッジトランジスタの制御は電気的に絶縁されて行われ、これには多くの要素、原則としてコンバータ内のコンバータが必要です。ハーフブリッジドライバーが多数あるという事実にもかかわらず、トランス (GDT) をドライバーとして使用することを放棄するのはまだ時期尚早であり、この方法が最も信頼性があります。 Bootstrap ドライバーは爆発しましたが、GDT の爆発はまだ見たことがありません。ドライバートランスは通常のパルストランスで、駆動回路を考慮して電源トランスと同じ計算式で計算されます。 GDT ドライブに高出力トランジスタが使用されているのをよく見かけます。マイクロ回路の出力は 200 ミリアンペアの電流を生成できますが、適切に設計されたドライバーの場合、これは非常に多く、私は個人的に IRF740 や IRFP460 を 100 キロヘルツの周波数で駆動しました。このドライバーの図を見てみましょう。

T
この回路は GDT の各出力巻線に接続されています。実際のところ、デッドタイムの瞬間、変圧器の一次巻線は開回路になり、二次巻線には負荷がかからないため、巻線自体を介したゲートの放電には非常に長い時間がかかります。補助的な放電抵抗は、ゲートが急速に充電され、多くのエネルギーが無駄に浪費されるのを防ぎます。図のダイアグラムにはこれらの欠点がありません。実際のプロトタイプで測定されたエッジは、IRF740 トランジスタのゲートで立ち上がり 160ns、立ち下がり 120ns でした。

GDT ドライブのブリッジを補完するトランジスタも同様に構成されています。ブリッジスイングの使用は、tl494 電源トリガーが 7 ボルトに達して動作する前に、マイクロ回路の出力トランジスタがオープンになり、トランスがプッシュプルとしてオンになると短絡が発生するという事実によるものです。ブリッジは安定して動作しています。

VD6 ダイオードブリッジは、一次巻線からの電圧を整流し、電圧が供給電圧を超えた場合はコンデンサ C2 に戻します。これは逆電圧の発生により発生しますが、結局のところ、トランスのインダクタンスは無限大ではありません。

この回路にはクエンチングコンデンサを通じて電力を供給することができ、現在は 400 ボルト、1.6 uF の K73-17 が動作しています。ダイオード KD522 またはそれより優れた 1n4148、より強力な 1n4007 との交換が可能です。入力ブリッジは 1n4007 上に構築することも、既製の kts407 を使用することもできます。ボード上では、Kts407 が誤って VD6 として使用されていました。いかなる状況においても Kts407 をそこに配置することは許可されません。このブリッジは RF ダイオード上に作成する必要があります。トランジスタ VT4 は最大 2 ワットの熱を放散できますが、純粋に保護の役割を果たすため、KT814 を使用できます。残りのトランジスタは KT361 であり、低周波 KT814 への置き換えは非常に望ましくありません。ここでは、tl494 マスターオシレーターは 200 キロヘルツの周波数に設定されています。これは、プッシュプルモードでは 100 キロヘルツが得られることを意味します。 GDT を直径 1 ～ 2 センチメートルのフェライトリングに巻き付けます。ワイヤー0.2～0.3mm。計算値よりも 10 倍多くの巻き数が必要です。これにより、出力信号の形状が大幅に改善されます。巻くほど、GDT に抵抗 R2 を負荷する必要が少なくなります。外径18mmのリングに70ターンを3回巻きました。巻数の過大評価と必須の負荷は電流の三角成分に関連しており、巻数の増加とともに減少し、負荷は単にその影響率を減少させます。プリント基板も付属していますが、図と完全に一致しているわけではありませんが、主要なブロックはあり、それに加えてエラーアンプ1台分のボディキットとトランスから電源供給するためのシリーズスタビライザーが追加されています。このボードは、電源セクションボードのセクションに取り付けられるように作られています。

共有先:
より現代的な設計は、製造と構成がやや簡単で、1 つの二次巻線を備えたアクセス可能な電源トランスを備えており、調整特性は以前の回路よりも高くなります。提案されたデバイスは、実効値の安定したスムーズな調整を備えています。出力電流は 0.1 ～ 6A の範囲内で、車のバッテリーだけでなく、あらゆるバッテリーを充電できます。低電力バッテリーを充電する場合は、回路に数オームの抵抗を持つバラスト抵抗またはチョークを直列に組み込むことをお勧めします。サイリスタレギュレータの動作特性により、充電電流のピーク値が非常に大きくなる場合があります。充電電流のピーク値を低減するために、このような回路では通常、80〜100 Wを超えない制限された電力と、追加のバラスト抵抗やインダクタなしで実行できるソフト負荷特性を備えた電源トランスが使用されます。提案された回路の特徴は、広く使用されている TL494 マイクロ回路 (KIA494、K1114UE4) を珍しい方法で使用していることです。マイクロ回路のマスターオシレータは低周波数で動作し、フォトカプラ U1 とトランジスタ VT1 のユニットを使用して主電源電圧の半波と同期します。これにより、出力電流の位相調整に TL494 マイクロ回路を使用することが可能になりました。マイクロ回路には 2 つのコンパレータが含まれており、1 つは出力電流を調整するために使用され、2 つ目は出力電圧を制限するために使用されます。これにより、バッテリ電圧がフル充電に達したときに充電電流をオフにすることができます (自動車バッテリの場合 Umax = 14.8V）。オペアンプ DA2 にはシャント電圧アンプアセンブリが組み込まれており、充電電流の調整が可能です。異なる抵抗のシャント R14 を使用する場合は、抵抗 R15 を選択する必要があります。抵抗は、最大出力電流においてオペアンプ出力段が飽和しないような値である必要があります。抵抗 R15 が高くなると、最小出力電流は低くなりますが、オペアンプの飽和により最大電流も減少します。抵抗 R10 は出力電流の上限を制限します。回路の主要部分は、85 x 30 mm のプリント基板上に組み立てられます (図を参照)。

コンデンサ C7 は印刷された導体に直接はんだ付けされます。プリント基板のフルサイズの図面はここからダウンロードできます測定装置としては、手作りのスケールが付いた微小電流計が使用され、その測定値は抵抗器 R16 と R19 で校正されます。デジタル読み出しの充電器回路に示されているように、デジタル電流および電圧計を使用できます。このようなデバイスでの出力電流の測定は、そのパルス特性により大きな誤差を伴って実行されますが、ほとんどの場合、これは重要ではないことに留意する必要があります。この回路では、AOT127、AOT128 などの利用可能なトランジスタフォトカプラを使用できます。オペアンプ DA2 は入手可能なほぼすべてのオペアンプと置き換えることができ、オペアンプが内部周波数等化機能を備えている場合はコンデンサ C6 を省略できます。トランジスタ VT1 は、KT315 または低電力のものに置き換えることができます。トランジスタ KT814 V、G を VT2 として使用できます。 KT817V、Gなど。サイリスタ VS1 としては、国産の KU202、輸入品の 2N6504 ... 09、C122(A1) など、適切な技術的特性を備えた任意の入手可能なサイリスタを使用できます。 VD7 ダイオードブリッジは、適切な特性を持つ入手可能なパワーダイオードから組み立てることができます。2 番目の図は、プリント基板の外部接続の図を示しています。デバイスのセットアップは、特定のシャントに抵抗 R15 を選択することになります。抵抗 R15 は、0.02 ... 0.2 オームの抵抗を持つ任意の配線抵抗器として使用でき、その電力は最大 6 までの電流を長期間流すのに十分です。 A. 回路設定後、特定の測定器やスケールに合わせてR16、R19を選択してください。

章：

低電流で笛吹き音が止まり、負荷電流がさらに増加すると、出力トランジスタが急激に加熱し始めると、選択した生成周波数で動作するには磁気コアの面積が不十分になります。抵抗器 R4 またはコンデンサ C3 を選択してマイクロ回路の動作周波数を上げるか、より大きなインダクタを取り付けます。回路内に p-n-p 構造のパワートランジスタがない場合は、図に示すように n-p-n 構造の強力なトランジスタを使用できます。

プリント基板を接続するための配線図を下図に示します。

ソース: http://shemotechnik.ru

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マイクロ回路は45 x 40 mmの小さなプリント基板に取り付けられ、回路の残りの要素はデバイスのベースとラジエーターに取り付けられます。

プリント基板を接続するための配線図を下図に示します。