キートランジスタVT1、ダイオードVD5、およびマイカスペーサーを介したパワーダイオードVD1〜VD4は、200 ... 400 cm2の面積を持つ共通のラジエーターに取り付ける必要があります。 回路内で最も重要な要素はインダクタ L1 です。 回路の効率は、その製造の品質に依存します。 コアとして、3USTST TV 電源などのパルストランスを使用できます。 高電流での飽和を防ぐために、磁気コアのスロット ギャップが約 0.5 ～ 1.5 mm であることが非常に重要です。 巻き数は特定の磁気回路によって異なり、PEV-2 2.0 mm ワイヤの場合は 15 ～ 100 巻きの範囲になります。 巻数が多すぎると、定格負荷で動作させたときに「ヒュー」という小さな音が発生します。 一般に、笛吹き音は中電流でのみ発生し、負荷が重くなると、コアの磁化によるインダクタのインダクタンスが低下し、笛吹き音が止まります。
低電流で笛吹き音が止まり、負荷電流がさらに増加すると、出力トランジスタが急激に加熱し始めると、選択した生成周波数で動作するには磁気コアの面積が不十分になります。抵抗器 R4 またはコンデンサ C3 を選択してマイクロ回路の動作周波数を上げるか、より大きなインダクタを取り付けます。 回路内に p-n-p 構造のパワー トランジスタがない場合は、図に示すように n-p-n 構造の強力なトランジスタを使用できます。
インダクタ L1 の前のダイオード VD5 として、少なくとも 10A の電流と 50V の電圧の定格を持つ、ショットキー バリアを持つ入手可能なダイオードを使用することをお勧めします。極端な場合には、中周波ダイオード KD213 を使用することもできます。 KD2997または類似の輸入品。 整流器には、電流 10A の強力なダイオード、またはダイオード ブリッジ (KBPC3506、MP3508 など) を使用できます。 回路内のシャント抵抗を必要な値に調整することをお勧めします。 出力電流の調整範囲は、マイクロ回路の出力回路１５内の抵抗器の抵抗比に依存する。 図の電流制御可変抵抗スライダーの下の位置では、最大電流が流れるときのマイクロ回路のピン 15 の電圧がシャントの電圧と一致する必要があります。 可変電流制御抵抗 R3 は任意の公称抵抗に設定できますが、マイクロ回路のピン 15 で必要な電圧を得るには、それに隣接する固定抵抗 R2 を選択する必要があります。
可変出力電圧調整抵抗器 R9 は、2 ～ 100 kOhm の広範囲の公称抵抗値を持つこともできます。 抵抗R10の抵抗値を選択することにより、出力電圧の上限が設定されます。 下限値は抵抗R6とR7の抵抗値の比で決まりますが、1V未満に設定することは望ましくありません。
マイクロ回路は45 x 40 mmの小さなプリント基板に取り付けられ、回路の残りの要素はデバイスのベースとラジエーターに取り付けられます。
プリント基板を接続するための配線図を下図に示します。
この回路では巻回されたTS180電源トランスを使用していますが、必要な出力電圧と電流の大きさに応じてトランスの電力を変更できます。 出力電圧が 15 V、電流が 6 A であれば、100 W の電源トランスで十分です。 ラジエーター面積を 100 ～ 200 cm2 に縮小することもできます。 このデバイスは、出力電流制限を調整できる実験用電源として使用できます。 要素が正常に動作している場合、回路はすぐに動作を開始し、必要なのは調整だけです。
ソース: http://shemotechnik.ru
別の充電器は、充電終了時にバッテリーが確実にオフになるようにバッテリーの到達電圧を監視するユニットを備えた主要な電流安定器の回路に従って組み立てられています。 主要なトランジスタを制御するには、広く使用されている特殊なマイクロ回路 TL494 (KIA491、K1114UE4) が使用されます。 このデバイスは、1 ～ 6 A (最大 10 A) の範囲内で充電電流を調整し、出力電圧は 2 ～ 20 V になります。
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キートランジスタVT1、ダイオードVD5、およびマイカスペーサーを介したパワーダイオードVD1〜VD4は、200 ... 400 cm2の面積を持つ共通のラジエーターに取り付ける必要があります。 回路内で最も重要な要素はインダクタ L1 です。 回路の効率は、その製造の品質に依存します。 コアとして、3USTST TV 電源などのパルストランスを使用できます。 高電流での飽和を防ぐために、磁気コアのスロット ギャップが約 0.5 ～ 1.5 mm であることが非常に重要です。 巻き数は特定の磁気回路によって異なり、PEV-2 2.0 mm ワイヤの場合は 15 ～ 100 巻きの範囲になります。 巻数が多すぎると、定格負荷で動作させたときに「ヒュー」という小さな音が発生します。 一般に、笛吹き音は中電流でのみ発生し、負荷が重くなると、コアの磁化によるインダクタのインダクタンスが低下し、笛吹き音が止まります。 低電流で笛吹き音が止まり、負荷電流がさらに増加すると、出力トランジスタが急激に加熱し始めると、選択した生成周波数で動作するには磁気コアの面積が不十分になります。抵抗器 R4 またはコンデンサ C3 を選択してマイクロ回路の動作周波数を上げるか、より大きなインダクタを取り付けます。 回路内に p-n-p 構造のパワー トランジスタがない場合は、図に示すように n-p-n 構造の強力なトランジスタを使用できます。
インダクタ L1 の前のダイオード VD5 として、少なくとも 10A の電流と 50V の電圧の定格を持つ、ショットキー バリアを持つ入手可能なダイオードを使用することをお勧めします。極端な場合には、中周波ダイオード KD213 を使用することもできます。 KD2997または類似の輸入品。 整流器には、電流 10A の強力なダイオード、またはダイオード ブリッジ (KBPC3506、MP3508 など) を使用できます。 回路内のシャント抵抗を必要な値に調整することをお勧めします。 出力電流の調整範囲は、マイクロ回路の出力回路１５内の抵抗器の抵抗比に依存する。 図の電流制御可変抵抗スライダーの下の位置では、最大電流が流れるときのマイクロ回路のピン 15 の電圧がシャントの電圧と一致する必要があります。 可変電流制御抵抗 R3 は任意の公称抵抗に設定できますが、マイクロ回路のピン 15 で必要な電圧を得るには、それに隣接する固定抵抗 R2 を選択する必要があります。
可変出力電圧調整抵抗器 R9 は、2 ～ 100 kOhm の広範囲の公称抵抗値を持つこともできます。 抵抗R10の抵抗値を選択することにより、出力電圧の上限が設定されます。 下限値は抵抗R6とR7の抵抗値の比で決まりますが、1V未満に設定することは望ましくありません。
マイクロ回路は45 x 40 mmの小さなプリント基板に取り付けられ、回路の残りの要素はデバイスのベースとラジエーターに取り付けられます。
プリント基板を接続するための配線図を下図に示します。
この回路では巻回されたTS180電源トランスを使用していますが、必要な出力電圧と電流の大きさに応じてトランスの電力を変更できます。 出力電圧が 15 V、電流が 6 A であれば、100 W の電源トランスで十分です。 ラジエーター面積を 100 ～ 200 cm2 に縮小することもできます。 このデバイスは、出力電流制限を調整できる実験用電源として使用できます。 要素が正常に動作している場合、回路はすぐに動作を開始し、必要なのは調整だけです。
共有先:より現代的な設計は、製造と構成がやや簡単で、1 つの二次巻線を備えたアクセス可能な電源トランスを備えており、調整特性は以前の回路よりも高くなります。提案されたデバイスは、実効値の安定したスムーズな調整を備えています。出力電流は 0.1 ～ 6A の範囲内で、車のバッテリーだけでなく、あらゆるバッテリーを充電できます。 低電力バッテリーを充電する場合は、回路に数オームの抵抗を持つバラスト抵抗またはチョークを直列に組み込むことをお勧めします。 サイリスタ レギュレータの動作特性により、充電電流のピーク値が非常に大きくなる場合があります。 充電電流のピーク値を低減するために、このような回路では通常、80〜100 Wを超えない制限された電力と、追加のバラスト抵抗やインダクタなしで実行できるソフト負荷特性を備えた電源トランスが使用されます。 提案された回路の特徴は、広く使用されている TL494 マイクロ回路 (KIA494、K1114UE4) を珍しい方法で使用していることです。 マイクロ回路のマスターオシレータは低周波数で動作し、フォトカプラ U1 とトランジスタ VT1 のユニットを使用して主電源電圧の半波と同期します。これにより、出力電流の位相調整に TL494 マイクロ回路を使用することが可能になりました。 マイクロ回路には 2 つのコンパレータが含まれており、1 つは出力電流を調整するために使用され、2 つ目は出力電圧を制限するために使用されます。これにより、バッテリ電圧がフル充電に達したときに充電電流をオフにすることができます (自動車バッテリの場合 Umax = 14.8V）。 オペアンプ DA2 にはシャント電圧アンプ アセンブリが組み込まれており、充電電流の調整が可能です。 異なる抵抗のシャント R14 を使用する場合は、抵抗 R15 を選択する必要があります。 抵抗は、最大出力電流においてオペアンプ出力段が飽和しないような値である必要があります。 抵抗 R15 が高くなると、最小出力電流は低くなりますが、オペアンプの飽和により最大電流も減少します。 抵抗 R10 は出力電流の上限を制限します。 回路の主要部分は、85 x 30 mm のプリント基板上に組み立てられます (図を参照)。
コンデンサ C7 は印刷された導体に直接はんだ付けされます。 プリント基板のフルサイズの図面はここからダウンロードできます 測定装置としては、手作りのスケールが付いた微小電流計が使用され、その測定値は抵抗器 R16 と R19 で校正されます。 デジタル読み出しの充電器回路に示されているように、デジタル電流および電圧計を使用できます。 このようなデバイスでの出力電流の測定は、そのパルス特性により大きな誤差を伴って実行されますが、ほとんどの場合、これは重要ではないことに留意する必要があります。 この回路では、AOT127、AOT128 などの利用可能なトランジスタ フォトカプラを使用できます。 オペアンプ DA2 は入手可能なほぼすべてのオペアンプと置き換えることができ、オペアンプが内部周波数等化機能を備えている場合はコンデンサ C6 を省略できます。 トランジスタ VT1 は、KT315 または低電力のものに置き換えることができます。 トランジスタ KT814 V、G を VT2 として使用できます。 KT817V、Gなど。 サイリスタ VS1 としては、国産の KU202、輸入品の 2N6504 ... 09、C122(A1) など、適切な技術的特性を備えた任意の入手可能なサイリスタを使用できます。 VD7 ダイオード ブリッジは、適切な特性を持つ入手可能なパワー ダイオードから組み立てることができます。2 番目の図は、プリント基板の外部接続の図を示しています。 デバイスのセットアップは、特定のシャントに抵抗 R15 を選択することになります。抵抗 R15 は、0.02 ... 0.2 オームの抵抗を持つ任意の配線抵抗器として使用でき、その電力は最大 6 までの電流を長期間流すのに十分です。 A. 回路設定後、特定の測定器やスケールに合わせてR16、R19を選択してください。 
章： 実際にバッテリーを充電する必要性に遭遇したことがなく、必要なパラメータを備えた充電器がないことに失望し、店で新しい充電器を購入するか、必要な回路を再組み立てすることを余儀なくされた人はいないでしょうか。
そのため、適切な充電器が手元にないときに、さまざまなバッテリーを充電するという問題を何度も解決する必要がありました。 特定のバッテリーに関連して、簡単なものを素早く組み立てる必要がありました。
この状況は、大量の準備が必要になり、それに応じてバッテリーを充電する必要が生じるまでは耐えられました。 安価で、幅広い入出力電圧と充電電流で動作するユニバーサル充電器をいくつか製造する必要がありました。
以下に提案する充電回路はリチウムイオン電池を充電するために開発されたものですが、他の種類の電池や複合電池（同じ種類のセルを使用、以下ABと呼びます）を充電することも可能です。
提示されたすべてのスキームには次の主なパラメーターがあります。
入力電圧 15-24 V;
充電電流 (調整可能) 最大 4 A;
出力電圧 (調整可能) 0.7 ～ 18 V (Uin=19V の場合)。
すべての回路は、ラップトップの電源、または DC 出力電圧 15 ～ 24 ボルトの他の電源で動作するように設計されており、古いコンピュータの電源や他のデバイスの電源のボードに存在する広範なコンポーネント上に構築されています。 、ラップトップなど。
記憶回路No.1(TL494)
スキーム 1 のメモリは、数十ヘルツから数千ヘルツ (研究中に周波数は変動します) の範囲で動作する強力なパルス発生器であり、パルス幅は調整可能です。
バッテリーは、回路の共通線と電界効果トランジスタ VT2 (IRF3205) のスイッチのソースの間に接続された電流センサー R10、フィルター R9C2、ピン 1 によって形成されたフィードバックによって制限された電流パルスによって充電されます。 TL494 チップのエラーアンプの 1 つの「直接」入力。
同じ誤差増幅器の反転入力 (ピン 2) には、チップに組み込まれた基準電圧源 (ION - ピン 14) から、可変抵抗器 PR1 によって調整された比較電圧が供給され、入力間の電位差が変化します。エラーアンプの。
R10 の電圧値が TL494 マイクロ回路のピン 2 の電圧値 (可変抵抗器 PR1 によって設定される) を超えるとすぐに、充電電流パルスは中断され、マイクロ回路によって生成されるパルス シーケンスの次のサイクルでのみ再び再開されます。発生器。
このようにトランジスタ VT2 のゲートのパルス幅を調整することにより、バッテリーの充電電流を制御します。
強力なスイッチのゲートと並列に接続されたトランジスタ VT1 は、スイッチのゲート容量の必要な放電速度を提供し、VT2 の「スムーズな」ロックを防ぎます。 この場合、バッテリ（または他の負荷）がない場合の出力電圧の振幅は、入力電源電圧とほぼ等しくなります。
アクティブ負荷の場合、出力電圧は負荷を流れる電流 (抵抗) によって決まり、この回路を電流ドライバとして使用できます。
バッテリーを充電するとき、スイッチ出力の電圧 (つまりバッテリー自体の電圧) は、時間の経過とともに入力電圧によって決定される値 (理論上) まで増加する傾向があります。もちろん、これは許容できません。充電するリチウム電池の電圧値は 4.1V (4.2V) に制限してください。 したがって、メモリは、オペアンプ KR140UD608 (IC1) またはその他のオペアンプ上のシュミット トリガー (以下、TS) であるしきい値デバイス回路を使用します。
バッテリの必要な電圧値に達すると、IC1 の直接入力と逆入力 (それぞれピン 3、2) の電位が等しくなり、高論理レベル (入力電圧にほぼ等しい) が表示されます。これにより、HL2 の充電終了を示す LED が点灯し、フォトカプラ VH1 が点灯し、自身のトランジスタが開き、出力 U1 へのパルスの供給がブロックされます。 VT2 のキーが閉じ、バッテリーの充電が停止します。
バッテリーが充電されると、VT2 に組み込まれた逆ダイオードを介して放電が開始されます。この逆ダイオードはバッテリーに対して直接接続されており、放電電流は素子を介した放電も考慮すると約 15 ～ 25 mA になります。 TS回路の。 この状況が誰かにとって重大であると思われる場合は、強力なダイオード（できれば順方向電圧降下が低いもの）をバッテリーのドレインとマイナス端子の間のギャップに配置する必要があります。
このバージョンの充電器の TS ヒステリシスは、バッテリの電圧が 3.9 V に低下したときに充電が再開されるように選択されています。
この充電器は、直列接続されたリチウム (およびその他) バッテリーの充電にも使用できます。 可変抵抗器 PR3 を使用して、必要な応答しきい値を校正するだけで十分です。
したがって、たとえば、スキーム1に従って組み立てられた充電器は、ドライバーのニッケルカドミウムバッテリーを交換するために取り付けられた、二重要素からなるラップトップの3セクション直列バッテリーで動作します。
ラップトップからの電源 (19V/4.7A) は、元の回路の代わりにドライバー充電器の標準ケースに組み込まれた充電器に接続されます。 「新しい」バッテリーの充電電流は 2 A です。同時に、ラジエーターなしで動作するトランジスタ VT2 は最高温度 40 ～ 42 C まで加熱します。
バッテリー電圧が 12.3V に達すると、当然のことながら充電器のスイッチがオフになります。
応答しきい値が変化したときの TS ヒステリシスは、PERCENTAGE と同じままです。 つまり、シャットダウン電圧が 4.1 V で、電圧が 3.9 V に低下したときに充電器の電源が再びオンになった場合、この場合、バッテリの電圧が 11.7 V に低下したときに充電器の電源が再びオンになりました。ただし、必要な場合は、 、ヒステリシスの深さは変化する可能性があります。
充電器のしきい値とヒステリシスの校正
校正は外部電圧調整器 (研究室用電源) を使用して行われます。TS をトリガーするための上限しきい値が設定されます。
1. 上部ピン PR3 を充電器回路から切り離します。
2. 研究室用電源 (以下、LBP と呼びます) の「マイナス」をバッテリーのマイナス端子に接続します (セットアップ中にバッテリー自体が回路内にあってはなりません)。LBP の「プラス」を接続します。バッテリーのプラス端子に接続します。
3. 充電器と LBP の電源を入れ、必要な電圧 (たとえば 12.3 V) を設定します。
4. 充電終了表示が点灯している場合は、表示が消えるまで（図に従って）PR3 スライダーを下に回転させます（HL2）。
5. 表示が点灯するまで、PR3 エンジンをゆっくりと上方向（図に従って）に回転させます。
6. LBP 出力の電圧レベルをゆっくりと下げ、表示が再び消える値を監視します。
7. 上限閾値の動作レベルを再度確認します。 大丈夫。 充電器をオンにする電圧レベルに満足できない場合は、ヒステリシスを調整できます。
8. ヒステリシスが深すぎる場合 (充電器の電源が低すぎる電圧レベル、たとえばバッテリの放電レベルより低い電圧レベルでオンになっている場合)、PR4 スライダを (図に従って) 左に回すか、その逆に回転させます。ヒステリシスの深さが不十分 - 右 (図によると) ヒステリシスの深さを変更すると、しきい値レベルが数十分の 1 ボルトだけシフトする可能性があります。
9. LBP 出力の電圧レベルを上げたり下げたりしてテストを実行します。
現在のモードの設定はさらに簡単です。
1. 利用可能な (ただし安全な) 方法を使用して、しきい値デバイスをオフにします。たとえば、PR3 エンジンをデバイスの共通線に「接続」するか、フォトカプラの LED を「短絡」します。
2. バッテリーの代わりに、12 ボルトの電球の形の負荷を充電器の出力に接続します (たとえば、セットアップには 12 V 20 ワットのランプを 1 組使用しました)。
3. 電流計を充電器の入力にある電源線のいずれかの切れ目に接続します。
4. PR1 エンジンを最小に設定します (図に従って左最大)。
5. メモリをオンにします。 必要な値が得られるまで、PR1 調整ノブを電流が増加する方向にスムーズに回転させます。
たとえば、別の同様のランプを並列に接続するか、充電器の出力を「短絡」することによって、負荷抵抗をより低い抵抗値に変更することを試みることができます。 電流は大きく変化しないはずです。
デバイスのテスト中に、IRF3205、IRF3710 を使用する (最小限の発熱) 場合、この回路には 100 ～ 700 Hz の範囲の周波数が最適であることが判明しました。 この回路では TL494 が十分に活用されていないため、IC 上の空きエラー アンプを温度センサーの駆動などに使用できます。
また、レイアウトが間違っていると、正しく組み立てられたパルスデバイスであっても正しく動作しないことにも注意してください。 したがって、文献で繰り返し説明されている、パワー パルス デバイスの組み立て経験を無視してはなりません。つまり、同じ名前のすべての「パワー」接続は、相互に最短距離 (理想的には 1 点) に配置する必要があります。 したがって、たとえば、コレクタ VT1、抵抗器 R6、R10 の端子 (回路の共通線との接続点)、U1 の端子 7 などの接続点は、ほぼ 1 点で結合するか、ストレートな短絡を介して結合する必要があります。幅の広い車掌（バス）。 同じことがドレイン VT2 にも当てはまり、その出力はバッテリーの「-」端子に直接「接続」される必要があります。 IC1 の端子もバッテリー端子に「電気的に」近接していなければなりません。
記憶回路No.2(TL494)
スキーム 2 はスキーム 1 とそれほど違いはありませんが、以前のバージョンの充電器が AB ドライバーで動作するように設計されていた場合、スキーム 2 の充電器は汎用の小型 (不必要な調整要素なし) として設計されています。連続して接続された最大 3 つの複合要素および単一要素を操作します。
ご覧のとおり、電流モードをすばやく変更し、直列に接続されたさまざまな数の要素を処理するために、トリミング抵抗 PR1 ～ PR3 (電流設定)、PR5 ～ PR7 (充電終了しきい値の設定) による固定設定が導入されています。要素の数が異なります）、スイッチSA1（充電電流選択）およびSA2（充電するバッテリーセルの数を選択）。
スイッチには 2 つの方向があり、2 番目のセクションでモード選択表示 LED が切り替わります。
以前のデバイスとのもう 1 つの違いは、バッテリーの充電の終了を決定するしきい値要素 (TS 回路に従って接続) として 2 番目のエラー アンプ TL494 を使用していることです。
もちろん、p 導電型トランジスタがキーとして使用され、追加のコンポーネントを使用せずに TL494 を最大限に活用できるようになりました。
充電終了閾値と電流モードの設定方法は同じです、以前のバージョンのメモリのセットアップに関して。 もちろん、要素の数が異なると、応答しきい値は何倍にも変化します。
この回路をテストしたときに、VT2 トランジスタのスイッチの加熱が強くなっていることに気づきました (プロトタイプを作成するときは、ヒートシンクのないトランジスタを使用します)。 このため、適切な導電率を持ち、より良い電流パラメータとより低いオープンチャネル抵抗を備えた別のトランジスタ(私が単に持っていなかった)を使用するか、回路内に示されているトランジスタの数を2倍にし、それらを並列に接続する必要があります。個別のゲート抵抗を使用します。
ほとんどの場合、これらのトランジスタ (「シングル」バージョン) の使用は重要ではありませんが、この場合、デバイス コンポーネントの配置は、小さなラジエーターを使用するか、ラジエーターをまったく使用しない小型ケース内で計画されます。
記憶回路No.3（TL494）
図 3 の充電器では、負荷への切り替えに伴う充電器からのバッテリーの自動切断が追加されています。 未知の電池の確認や検討に便利です。 バッテリ放電を扱う場合の TS ヒステリシスは、バッテリの完全放電 (2.8 ～ 3.0 V) に等しい下限しきい値 (充電器のスイッチをオンにするため) まで増やす必要があります。
充電器回路No.3a（TL494）
スキーム 3a はスキーム 3 の変形です。
記憶回路No.4(TL494)
図 4 の充電器は以前のデバイスと比べてそれほど複雑ではありませんが、以前のスキームとの違いは、バッテリーが直流で充電され、充電器自体が安定化された電流および電圧レギュレーターであり、実験室として使用できることです。電源モジュールは、古典的にキヤノンの「データシート」に従って構築されています。
このようなモジュールは、バッテリーと他のデバイスの両方のベンチテストに常に役立ちます。 内蔵デバイス（電圧計、電流計）を使用するのが合理的です。 蓄積チョークと干渉チョークを計算するための公式は文献に記載されています。 テスト中に既製のさまざまなチョーク (指定された範囲のインダクタンスを持つ) を使用し、20 ～ 90 kHz の PWM 周波数で実験したことだけは言っておきます。 レギュレーターの動作には特に違いはありませんでした（出力電圧 2 ～ 18 V、電流 0 ～ 4 A の範囲）。キーの加熱の小さな変更（ラジエーターなし）は非常によく合いました。 。 ただし、より小さいインダクタンスを使用すると効率は高くなります。
このレギュレータは、ラップトップのマザーボードに統合されたコンバータからの正方形の装甲コアにある 2 つの直列接続された 22 µH チョークで最もよく機能しました。
記憶回路No.5（MC34063）
図 5 では、電流および電圧レギュレーションを備えた PWM コントローラのバージョンが、CA3130 オペアンプ (他のオペアンプも使用可能) の「アドオン」を備えた MC34063 PWM/PWM チップ上に作成されています。電流は調整され、安定します。
この変更により、従来の超小型回路の組み込みとは対照的に、MC34063 の機能が多少拡張され、スムーズな電流制御機能の実装が可能になりました。
記憶回路No.6（UC3843）
図 6 では、PHI コントローラのバージョンは、UC3843 (U1) チップ、CA3130 オペアンプ (IC1)、および LTV817 フォトカプラ上に作成されています。 このバージョンの充電器の電流調整は、U1 マイクロ回路の電流アンプの入力で可変抵抗器 PR1 を使用して実行され、出力電圧は反転入力 IC1 で PR2 を使用して調整されます。
オペアンプの「直接」入力には「逆」基準電圧があります。 つまり、「＋」電源を基準にレギュレーションが行われます。
スキーム 5 と 6 では、同じコンポーネントのセット (チョークを含む) が実験で使用されました。 テスト結果によると、リストされたすべての回路は、宣言されたパラメータ範囲 (周波数/電流/電圧) において互いにそれほど劣っていません。 したがって、繰り返しには部品数の少ない回路が望ましいです。
記憶回路No.7(TL494)
図 7 のメモリは、最大限の機能を備えたベンチ デバイスとして設計されているため、回路の容量や調整回数に制限はありませんでした。 このバージョンの充電器も、図 4 のオプションと同様に、PHI 電流および電圧レギュレータに基づいて作成されています。
追加のモードがスキームに導入されました。
1. 「校正 - 充電」 - 終了電圧しきい値を事前設定し、追加のアナログ レギュレータから充電を繰り返します。
2. 「リセット」 - 充電器を充電モードにリセットします。
3. 「電流 - バッファ」 - レギュレータを電流またはバッファ (バッテリ電圧とレギュレータによるデバイスの共同供給におけるレギュレータの出力電圧を制限する) 充電モードに切り替えます。
リレーは、バッテリーを「充電」モードから「負荷」モードに切り替えるために使用されます。
メモリの操作は、以前のデバイスの操作と似ています。 キャリブレーションは、トグルスイッチを「キャリブレーション」モードに切り替えることで実行されます。 この場合、トグルスイッチS1の接点は、しきい値デバイスと電圧計を積分レギュレータIC2の出力に接続します。 IC2 の出力で特定のバッテリーの今後の充電に必要な電圧を設定すると、PR3 (スムーズに回転) を使用して HL2 LED が点灯し、それに応じてリレー K1 が動作します。 IC2 の出力電圧を下げることにより、HL2 が抑制されます。 どちらの場合も、制御は内蔵の電圧計によって実行されます。 PU応答パラメータを設定した後、トグルスイッチは充電モードに切り替わります。
スキーム No.8
メモリ自体をキャリブレーションに使用することで、キャリブレーション電圧源の使用を回避できます。 この場合、SHI コントローラから TS 出力を切り離し、TS パラメータで決定されるバッテリ充電完了時に OFF にならないようにする必要があります。 バッテリーは何らかの形でリレー K1 の接点によって充電器から切り離されます。 この場合の変更を図 8 に示します。
校正モードでは、トグルスイッチ S1 がリレーを正電源から切断し、不適切な動作を防ぎます。 この場合、TC の動作の表示が機能します。
トグルスイッチ S2 は、（必要に応じて）リレー K1 を強制的にアクティブ化します（校正モードが無効な場合のみ）。 接点 K1.2 は、バッテリーを負荷に切り替えるときに電流計の極性を変更するために必要です。
したがって、ユニポーラ電流計は負荷電流も監視します。 双極性デバイスを使用している場合は、この接触を排除できます。
充電器の設計
設計では、可変抵抗器および調整抵抗器として使用することが望ましい マルチターンポテンショメータ必要なパラメータを設定するときに苦労しないようにするためです。
デザインオプションは写真に示されています。 回路は穴あきブレッドボードに即席でハンダ付けされました。 すべての充填物はラップトップの電源からケースに取り付けられています。
それらは設計に使用されました（小さな変更を加えて電流計としても使用されました）。
ケースには、バッテリー、負荷を外部接続するためのソケット、および外部電源 (ラップトップから) を接続するためのジャックが装備されています。
North-West Telecom で 18 年間にわたり、私は修理中のさまざまな機器をテストするためのさまざまなスタンドを作成してきました。
彼は、機能と基本ベースが異なるいくつかのデジタル脈拍持続時間計を設計しました。
さまざまな特殊機器のユニットを最新化するための 30 を超える改善提案。 - 電源。 長い間、私はパワーオートメーションとエレクトロニクスにますます関与するようになりました。
なぜ私はここにいるのですか？ そう、ここにいるみんなも私と同じだから。 私はオーディオ技術に詳しくないので、ここにはとても興味がありますが、この分野でもっと経験を積んでいきたいと思っています。
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