マイクロコントローラー回路の 2 トランジスタバイポーラスイッチ。複合ダーリントントランジスタの動作とデバイスマルチバイブレータの仕組み

18.09.2023

この系列の基本的な論理要素は AND-NOT 論理要素です。図では、図 2.3 は、3 つの初期 NAND TTL 要素の図を示しています。すべての回路には 3 つの主要なステージが含まれています: トランジスタ入力 VT1、論理 AND 関数を実装します。相分離トランジスタ VT2そしてプッシュプル出力段。

図2.3.a K131シリーズの基本要素の模式図

K131 シリーズの論理素子 (図 2.3.a) の動作原理は次のとおりです。いずれかの入力でローレベル信号 (0 ～ 0.4V) が受信されると、マルチ回路のベース-エミッタ接合がオンになります。 -エミッタトランジスタ VT1 は順バイアスされ (ロックが解除され)、抵抗 R1 を流れる電流のほぼ全体がグランドに分岐され、その結果 VT2 が閉じてカットオフモードで動作します。抵抗器 R2 を流れる電流は、トランジスタ VT3 のベースを飽和させます。ダーリントン回路に従って接続されたトランジスタ VT3 と VT4 は、エミッタフォロワである複合トランジスタを形成します。信号電力を増幅する出力段として機能します。ハイ論理レベルの信号が回路の出力で生成されます。

ハイレベル信号がすべての入力に供給されると、マルチエミッタトランジスタ VT1 のベース-エミッタ接合はクローズドモードになります。抵抗器Ｒ１を通って流れる電流はトランジスタＶＴ１のベースを飽和させ、その結果、トランジスタＶＴ５のロックが解除され、回路の出力に論理ゼロレベルが設定される。

スイッチングの瞬間、トランジスタ VT4 と VT5 が開き、大きな電流が流れるため、回路に制限抵抗 R5 が導入されます。

VT2、R2、および R3 は相分離カスケードを形成します。出力のn-p-nトランジスタを1つずつオンにする必要があります。カスケードにはコレクタとエミッタの 2 つの出力があり、信号は逆位相になります。

ダイオード VD1 ～ VD3 は負のインパルスに対する保護です。

図 2.3.b、c。 K155およびK134シリーズの基本要素の概略図

K155 および K134 シリーズの超小型回路では、出力段は非複合リピータ (トランジスタのみ) 上に構築されています。 VT3) と可飽和トランジスタ VT5レベルシフトダイオードの導入により VD4(図 2.3、b、c)。最後の 2 つのステージは、論理 NOT 演算を実装する複雑なインバーターを形成します。 2 つの相分離ステージを導入すると、OR-NOT 機能が実装されます。

図では、 2.3 および K131 シリーズ (海外アナログ - 74N) の基本的な論理要素を示します。 K155シリーズ（海外アナログ-74）の基本要素を図に示します。図2.3、b、a。 2.3、c - K134シリーズの要素（外国のアナログ - 74L）。現在、これらのシリーズはほとんど開発されていません。

初期開発の TTL マイクロ回路は、内部構造にショットキー障壁との接合を持つ TTLSh マイクロ回路に積極的に置き換えられ始めました。ショットキー接合トランジスタ (ショットキートランジスタ) は、不飽和トランジスタスイッチのよく知られた回路に基づいています (図 2.4.a)。

図2.4。ショットキー転移による構造が得られる原理の説明：
a - 不飽和トランジスタスイッチ。 b - ショットキーダイオードを備えたトランジスタ。 c - ショットキートランジスタの記号。

トランジスタが飽和するのを防ぐために、コレクタとベースの間にダイオードが接続されます。トランジスタの飽和を除去するためのフィードバックダイオードの使用は、B. N. コノノフによって最初に提案されました。ただし、この場合、フィードバックダイオードは 1 V まで増加する可能性があります。理想的なダイオードはショットキーバリアダイオードです。これは、金属と低濃度にドープされた n 型半導体の間に形成されるコンタクトです。金属では、一部の自由電子 (価電子帯の外側にある電子) だけが存在します。半導体では、不純物原子の添加によって形成された伝導境界に自由電子が存在します。バイアス電圧が存在しない場合、両側の障壁を通過する電子の数は同じです。つまり、電流は存在しません。順方向バイアスがかかると、電子はポテンシャル障壁を越えて金属に入るエネルギーを持ちます。バイアス電圧が増加すると、バリア幅が減少し、順電流が急速に増加します。

逆バイアスがかかると、半導体内の電子はポテンシャル障壁を超えるためにより多くのエネルギーを必要とします。金属内の電子の場合、ポテンシャル障壁はバイアス電圧に依存しないため、小さな逆電流が流れますが、この電流はアバランシェ降伏が発生するまで実質的に一定のままです。

ショットキーダイオードの電流は多数キャリアによって決まるため、同じ順方向バイアスでは電流が大きくなり、したがって、ショットキーダイオードの両端の順方向電圧降下は、所定の電流での従来の pn 接合の場合よりも小さくなります。したがって、従来のシリコンダイオードの閾値電圧が０．７Ｖであるのに対し、ショットキーダイオードは（０．２〜０．３）Ｖ程度の閾値開口電圧を有し、半導体内の少数キャリアの寿命を大幅に短縮する。

図の図では、 2.4、bトランジスタ VT1低い開口しきい値 (0.2...0.3) V のシャットキーダイオードによって飽和が防止されるため、飽和したトランジスタと比較して電圧はわずかに増加します。 VT1。図では、 2.4のcは「ショットキートランジスタ」を使った回路です。ショットキートランジスタに基づいて、2つの主要なTTLShシリーズのマイクロ回路が作成されました（図2.5）

図では、これは、K531 シリーズ (外国のアナログ - 74S) のマイクロ回路の基礎として使用される高速論理要素の図を示しています (S はドイツの物理学者ショットキーの姓の頭文字です)。この素子では、トランジスタで相分離カスケードのエミッタ回路を構成しています。 VT2、電流発生器がオンになります - トランジスタ VT6抵抗器付き R4そして R5。これにより、論理要素のパフォーマンスを向上させることができます。それ以外の点では、この論理要素は K131 シリーズの基本要素と同様です。しかし、ショットキートランジスタの導入により、 つどる倍増した。

図では、 2.5、b は、K555 シリーズ (海外アナログ - 74LS) の基本論理要素の図を示します。この回路では、マルチエミッタトランジスタの代わりに、ショットキーダイオードのマトリックスが入力に使用されます。シャットキーダイオードの導入により、トランジスタのターンオフ時間を増加させる過剰なベース電荷の蓄積が排除され、温度範囲全体にわたってスイッチング時間の安定性が確保されます。

出力段の上アームの抵抗 R6 は、トランジスタのベースに必要な電圧を生成します。 VT3それを開くために。ゲートが閉じているときの電力消費を削減するため ()、抵抗 R6コモンバスではなく、エレメントの出力に接続してください。

ダイオード VD7、と直列に接続されています R6相分離カスケードのコレクタ負荷抵抗と並列 R2、負荷容量に蓄えられたエネルギーの一部を使用してトランジスタのコレクタ電流を増加させることで、回路のターンオン遅延を短縮できます。 VT1トランジションモード中。

トランジスタ VT3アクティブモード (エミッタフォロワ) で動作するため、ショットキーダイオードなしで実装されます。

トランジスタを例にとると、 MJE3055T最大電流は 10A で、利得はわずか約 50 であるため、完全に開くには、約 200 ミリアンペアの電流をベースに注入する必要があります。通常の MK 出力ではそれほど多くの電流を処理できませんが、この 200mA を引き出すことができる弱いトランジスタ (BC337 のようなもの) を間に接続すれば、簡単です。しかし、これは彼にわかるようにするためです。即席のゴミから制御システムを作成する必要がある場合はどうなるでしょうか - それは便利になるでしょう。

実際には既製品 トランジスタアセンブリ。外観的には従来のトランジスタと何ら変わりません。同じ体、同じ3本の脚。それは、電力が多く、制御電流が微小であるということだけです:) 価格表には通常、わざわざダーリントントランジスタまたは複合トランジスタと単純に書きます。

例えばカップルとか BDW93C(NPN) と BDW94С(PNP) データシートからの内部構造は次のとおりです。

さらに、 ダーリントンアセンブリ。複数個を一度に1梱包に梱包する場合。強力な LED ディスプレイやステッピングモーターを操作する必要がある場合に不可欠なものです ()。このようなビルドの優れた例 - 非常に人気があり、簡単に入手できます ULN2003までドラッグ可能 500 7 つのアセンブリのそれぞれの mA。出力可能 並行して含める電流制限を増やします。すべての入力と出力が並列化されている場合、1 つの ULN は合計で 3.5A もの電流を伝送できます。嬉しいのは、出口が入り口の反対側にあるので、その下にボードを配線するのに非常に便利であることです。直接。

データシートにはこのチップの内部構造が示されています。ご覧のとおり、ここにも保護ダイオードがあります。まるでオペアンプのように描かれていますが、出力はオープンコレクタタイプです。つまり、グランドに短絡することしかできません。同じデータシートから 1 つのバルブの構造を見ると何が明らかになるか。

7.1 動作点の計算。トランジスタVT2

図 7.1 - プリアンプ回路

Rk = 80オームとしましょう。

さらに、トランジスタを選択するときは、f = 17.5 MHz を考慮する必要があります。

2T3129A9 トランジスタはこれらの要件を満たしています。ただし、特定の電流と電圧におけるパラメータのデータが不十分であるため、次の動作点を選択します。

Iko = 15mA、

表 7.1 - 使用したトランジスタのパラメータ

名前	指定	価値観
	コレクタ接合容量
	エミッタ接合容量
	トランジスタカットオフ周波数
	OE付き回路における静電流伝達係数
	周囲温度
	一定のコレクタ電流
	転移温度
	一定の電力損失 (ヒートシンクなし)

式 5.1 ～ 5.13 を使用して、特定のトランジスタの等価回路のパラメータを計算してみましょう。

rb= =10オーム; gb==0.1 cm、ここで

rbベース抵抗、

rе= ==2.5 オーム、ここで

再エミッタ抵抗。

gbe===3.96 mSm、ここで

gbe-ベース-エミッタ導電率、

Ce===2.86 pF、ここで

エミッタ容量、

Ri= =400 オーム、ここで

7.1.1 エミッタ補正の計算

ここで、はフィードバックの深さです。

カスケード内の f は次と等しくなります。

それでは受け入れましょう:

カスケード内の f は次と等しくなります。

7.1.2 熱安定化スキームの計算

低電力トランジスタが選択されたため、エミッタ安定化を使用します。さらに、エミッタ安定化は計算されたアンプですでに使用されています。エミッタ熱安定化回路を図 4.1 に示します。

計算手順：

1. エミッタ電圧、分圧器電流、電源電圧を選択します。

2.それでは計算してみます。

エミッタ電圧は次数と等しくなるように選択されます。選びましょう。

分圧器の電流は次の値に等しくなるように選択されます。ここで、はトランジスタのベース電流であり、次の式で計算されます。

供給電圧は次の式を使用して計算されます: V

抵抗値は次の式を使用して計算されます。

同様の方法で計算された回路の 0 ～ 50 度の温度範囲では、トランジスタの静止電流の結果として生じる損失は、原則として (10 ～ 15)% を超えません。つまり、回路は十分に許容可能な安定化を示します。。

7.2 トランジスタ VT1

トランジスタ VT1 として、トランジスタ VT2 と同じ動作点を持つトランジスタ 2T3129A9 を使用します。

Iko = 15mA、

Rk = 80オームとしましょう。

式 5.1 ～ 5.13 および 7.1 ～ 7.3 を使用して、特定のトランジスタの等価回路のパラメータを計算してみましょう。

Sk(必須)=Sk(パス)*=12=12 pF、ここで

Sk(required) - 特定の Uke0 におけるコレクタ接合の静電容量、

Sk(pasp)はUke(pasp)におけるコレクタ容量の参考値です。

rb= =10オーム; gb==0.1 cm、ここで

rbベース抵抗、

フィードバックループ定数の基準値。

rе= ==2.5 オーム、ここで

再エミッタ抵抗。

gbe===3.96 mSm、ここで

gbe-ベース-エミッタ導電率、

エミッタ接地回路における静電流伝達係数の参考値。

Ce===2.86 pF、ここで

エミッタ容量、

ft - =1 となるトランジスタのカットオフ周波数の基準値

Ri はトランジスタの出力抵抗です。

Uke0(add)、Ik0(add) - それぞれ、コレクタの許容電圧とコレクタ電流の定数成分の銘板値。

ローディングステージの入力抵抗と入力容量。

上限周波数は、各段の歪みが 0.75 dB であると規定されています。修正を導入することをお勧めします。

7.2.1 エミッタ補正の計算

エミッタ補正回路を図 7.2 に示します。

図 7.2 - 中間段エミッタ補正回路

エミッタ補正は、トランジスタによってもたらされる周波数応答歪みを補正するために導入され、増幅された信号の周波数が増加するにつれてベース-エミッタ接合における信号の振幅が増加します。

カスケードゲインは次の式で表されます。

ここで、はフィードバックの深さです。

およびパラメータは式 5.7、5.8、5.9 を使用して計算されます。

F の値を考慮すると、値は次のように求められます。

カスケード内の f は次と等しくなります。

それでは受け入れましょう:

カスケード内の f は次と等しくなります。

スイッチングアンプ

すでに示したように、準備段階では GT320A トランジスタが動作用に選択されました。参考書に記載されているパラメータ値は、CEC および IKO の特定の値で測定されたものです。

増幅装置の計算

動作点は抵抗 R12 と R22 によって固定されます。トランジスタの出力特性より、IBa2=53.33μAとなります。トランジスタの入力特性より、UBEa2 = 698 mV...

パルスアンプ

動作点を 2 つの方法で計算してみましょう。 1. コレクタ回路にアクティブ抵抗 Rк を使用する場合。 2. コレクタ回路にチョークを使用する場合。 1...

パルスアンプ

コース設計の初期データは技術仕様にあります。平均的な統計上のトランジスタのゲインは 20 dB ですが、指示によれば 40 dB です。ここから、アンプには少なくとも 2 段があることがわかります...

アンプコレクタ

次の式を使用して、抵抗ステージとチョークステージのトランジスタの動作点を計算しましょう: 、(4.1) ここで、アンプ出力の電圧の振幅、負荷抵抗...

上で述べたように、出力段として、並列負電圧フィードバックを備えたカスケードを使用します。これは、容量性負荷で動作するときに最大の帯域幅を持ちます。

レーザー変調器アンプ

中間段および入力段のトランジスタに必要な DC モードを計算するときは、後続段の入力抵抗によって何が置き換えられるかを考慮して、3.3.1 項に示されている比率に焦点を当てる必要があります。しかし...TV 1～12チャンネル用パワーアンプ

前段カスケードのモードを計算するとき、すべてのカスケードが定格値 Ep の 1 つの電圧源から電力を供給されることに同意します。 Ep=Uк0 なので、それに応じてすべてのカスケードの Uк0 は同じになります...

環境保護のために出力の一部が失われるため、Uout は規定値の 2 倍としてください。 Uout=2Uout(set)=2 (V) 出力電流を計算します: Iout===0.04 (A) コレクタ回路の抵抗とインダクタンスによるカスケードを計算します: 図 2.2.1...

ブロードバンドロケーター受信ユニットアンプ

直流用の中間段および入力段のトランジスタの必要なモードを計算するときは、後段の入力抵抗によって何が置き換えられるかを考慮して、2.2.1 項に示されている比率に焦点を当てる必要があります。しかし...

フィードバックアンプ

mA という式を使用して動作点を選択します。 UkA=Umn+Umin=V PkA=UkAIkA=100 mW パラメータ Ikmax=22 mA、Ukmax=18 V、Pmax=400 mW でトランジスタを選択します。そのようなトランジスタはKT339Aである可能性があります。この動作点は、ベース電流 275 μA、電圧 Ueb = 0... に対応します。

フィードバックアンプ

7.2 トランジスタ VT1

トランジスタ VT1 として、トランジスタ VT2 と同じ動作点を持つトランジスタ KT339A を使用します。

Rk = 100 (オーム) としましょう。

式 5.1 ～ 5.13 および 7.1 ～ 7.3 を使用して、特定のトランジスタの等価回路のパラメータを計算してみましょう。

Sk(req)=Sk(pass)*=2×=1.41 (pF)、ここで

Sk(required) - 特定の Uke0 におけるコレクタ接合の静電容量、

Sk(pasp)はUke(pasp)におけるコレクタ容量の参考値です。

rb= =17.7 (オーム); gb==0.057 (cm)、ここで

rbベース抵抗、

フィードバックループ定数の基準値。

rе= ==6.54 (オーム)、ここで

再エミッタ抵抗。

gbe===1.51(mS)、ここで

gbe-ベース-エミッタ導電率、

エミッタ接地回路における静電流伝達係数の参考値。

Ce===0.803 (pF)、ここで

Cはエミッタ容量、

ft - =1 となるトランジスタのカットオフ周波数の基準値

Ri= =1000 (オーム)、ここで

Ri はトランジスタの出力抵抗です。

Uke0(add)、Ik0(add) - それぞれ、コレクタの許容電圧とコレクタ電流の定数成分の銘板値。

– 負荷段の入力抵抗と入力容量。

上限周波数は、各段の歪みが 0.75 dB であると規定されています。この f の値は技術仕様を満たしています。修正は必要ありません。

7.2.1 熱安定化スキームの計算

7.1.1 項で述べたように、このアンプでは、KT339A トランジスタが低電力であるため、エミッタの熱安定化が最も受け入れられ、さらにエミッタの安定化の実装が簡単です。エミッタ熱安定化回路を図 4.1 に示します。

計算手順：

1. エミッタ電圧、分圧器電流、電源電圧を選択します。

2.それでは計算してみます。

分圧器の電流は次の値に等しくなるように選択されます。ここで、はトランジスタのベース電流であり、次の式で計算されます。

供給電圧は次の式を使用して計算されます: (V)

抵抗値は次の式を使用して計算されます。

8. 入力回路による歪み

カスケード入力回路の概略図を図に示します。 8.1.

図 8.1 - カスケード入力回路の概略図

カスケードの入力インピーダンスが並列 RC 回路で近似されるとすると、高周波領域での入力回路の伝達係数は次の式で表されます。

– カスケードの入力抵抗と入力容量。

入力回路の値は式(5.13)で計算され、その値が代入されます。

9. C f、R f、Cr の計算

アンプ回路図には 4 つの結合コンデンサと 3 つの安定化コンデンサが含まれています。技術仕様では、パルスのフラットトップの歪みは 5% を超えてはいけないと規定されています。したがって、各カップリングコンデンサはパルスのフラットトップを 0.71% 以下に歪ませる必要があります。

フラットトップの歪みは次の式を使用して計算されます。

ここで、τ およびはパルス持続時間です。

τ n を計算してみましょう。

τ n と C p は次の関係によって関連付けられます。

ここで、R l、R p - 静電容量の左右の抵抗。

C r を計算してみましょう。初段の入力抵抗は、並列接続された抵抗、入力トランジスタ Rb1 および Rb2 の抵抗と等しくなります。

R p =R in ||R b1 ||R b2 =628(オーム)

初段の出力抵抗は並列接続 Rк とトランジスタ Ri の出力抵抗に等しくなります。

R l =Rк||Ri=90.3(オーム)

R p =R in ||R b1 ||R b2 =620(オーム)

R l =Rк||Ri=444(オーム)

R p =R in ||R b1 ||R b2 =48(オーム)

R l =Rк||Ri=71(オーム)

R p =R n =75(オーム)

ここで、C p1 は Rg と初段の間の分離コンデンサ、C 12 - 最初と 2 番目のカスケードの間、C 23 - 2 番目と 3 番目の間、C 3 - 最終段と負荷の間の分離コンデンサです。他のすべてのコンテナを 479∙10 -9 F に配置することで、低下が必要以上に小さくなるようにします。

R f と C f (U R Ф =1V) を計算してみましょう。

10. 結論

このコースプロジェクトでは、トランジスタ 2T602A、KT339A を使用してパルスアンプが開発されており、次の技術的特徴があります。

上限周波数 14 MHz;

ゲイン64dB;

発電機および負荷抵抗 75 オーム;

電源電圧18V。

増幅回路を図 10.1 に示します。

図 10.1 - アンプ回路

アンプの特性を計算する際には、MathCad、Work Bench というソフトウェアを使用しました。

文学

1. 半導体デバイス。中および高出力トランジスタ: ディレクトリ / A.A. ザイツェフ、A.I. マーキン、V.V. モクリャコフ他、A.V. 編集 Golomedova.-M.: ラジオとコミュニケーション、1989.-640 p.

2. バイポーラトランジスタを使用した増幅段の高周波補正要素の計算。無線工学専門の学生向けのコース設計に関する教育的および方法論的なマニュアル / A.A. トムスク、チトフ: Vol. 州制御システムおよび無線エレクトロニクス大学、2002 年 - 45 p。

直接働いています。動作直線は、点Uke=EkおよびIk=Ek÷Rnを通り、出力特性(ベース電流)のグラフと交差します。パルスアンプを計算する際に最大の振幅を実現するには、最終段が負のパルスを持つため、動作点は最低電圧に近い値が選択されます。出力特性のグラフ（図1）によると、IKpost = 4.5 mA、...という値が見つかりました。

Sf、Rf、水の計算 10. 結論文献技術課題 No. 2 分野「原子力発電所の回路」のコース設計のための学生 gr. 180 Kurmanov B.A. プロジェクトトピック: パルスアンプジェネレーター抵抗 Rg = 75 オーム。ゲイン K = 25 dB。パルス幅0.5μs。極性は「プラス」です。デューティ比2。セトリング時間25ns。リリース...

負荷抵抗と一致させるためには増幅段の後にエミッタフォロアを設置する必要があるので、増幅回路を描いてみましょう。 2.2 増幅器のスタティックモードの計算最初の増幅段を計算します。最初の増幅段の動作点を選択します。その特徴:...

入力信号源の抵抗、したがって照射中に最適条件を変更しても、ノイズがさらに増加することはありません。 IOU における放射線の影響。 IOU パラメーターに対する AI の影響。統合オペアンプ (IOA) は、汎用かつ多機能のアナログアンプのクラスに属する高品質の高精度アンプです。

この記事では、マルチバイブレータ、その仕組み、マルチバイブレータに負荷を接続する方法、およびトランジスタ対称マルチバイブレータの計算について説明します。

マルチバイブレータは、自己発振器モードで動作する単純な方形パルス発生器です。動作するには、バッテリーまたはその他の電源からの電力のみが必要です。トランジスタを使用した最も単純な対称マルチバイブレータを考えてみましょう。その図を図に示します。マルチバイブレータは、実行する必要な機能に応じてさらに複雑になる可能性がありますが、図に示されているすべての要素は必須であり、それらがないとマルチバイブレータは機能しません。

対称マルチバイブレータの動作は、抵抗とともに RC 回路を形成するコンデンサの充放電プロセスに基づいています。

RC 回路がどのように機能するかについては、以前に記事「コンデンサ」で書きました。この記事は、私の Web サイトで読むことができます。インターネット上で対称型マルチバイブレータに関する資料を見つけた場合、それは簡潔に提示されており、理解できるものではありません。この状況では、アマチュア無線の初心者には何も理解できませんが、経験豊富な電子技術者が何かを思い出すのに役立つだけです。サイト訪問者の 1 人の要望を受けて、このギャップを解消することにしました。

マルチバイブレータはどのように動作しますか?

電源投入当初はコンデンサC1、C2は放電しているため電流抵抗は低くなります。コンデンサの抵抗が低いため、電流の流れによってトランジスタが「高速」に開きます。

— パスに沿った VT2 (赤で表示): 「+ 電源 > 抵抗 R1 > 放電された C1 の低抵抗 > ベース-エミッタ接合 VT2 > - 電源」。

— パスに沿った VT1 (青で表示): 「+ 電源 > 抵抗 R4 > 放電された C2 の低抵抗 > ベース-エミッタ接合 VT1 > - 電源」。

これは、マルチバイブレータの「非定常」動作モードです。持続時間は非常に短く、トランジスタの速度によってのみ決まります。そして、パラメータが完全に同じトランジスタは 2 つとありません。どちらのトランジスタがより早く開いても、開いたままになります、つまり「勝者」です。この図では、それが VT2 であることが判明したと仮定しましょう。そして、放電されたコンデンサＣ２の低抵抗とコレクタ・エミッタ接合ＶＴ２の低抵抗により、トランジスタＶＴ１のベースがエミッタＶＴ１に短絡される。その結果、トランジスタ VT1 は強制的に閉じられ、「敗北」します。

トランジスタ VT1 が閉じているため、コンデンサ C1 の「高速」充電は、「+ 電源 > 抵抗 R1 > 放電された C1 の低抵抗 > ベース-エミッタ接合 VT2 > - 電源」という経路に沿って発生します。この充電は、ほぼ電源の電圧まで発生します。

同時に、コンデンサ C2 は、「+ 電源 > 抵抗 R3 > 放電した C2 の低抵抗 > コレクタエミッタ接合 VT2 > - 電源」の経路で逆極性の電流で充電されます。充電時間は定格 R3 と C2 によって決まります。これらは、VT1 が閉状態になる時間を決定します。

コンデンサ C2 が 0.7 ～ 1.0 ボルトの電圧にほぼ等しい電圧に充電されると、その抵抗が増加し、次のパスに沿って印加される電圧によってトランジスタ VT1 が開きます。「+ 電源 > 抵抗 R3 > ベース-エミッタ接合 VT1 >」 - 電源。" この場合、充電されたコンデンサC1の電圧は、オープンコレクタ-エミッタ接合VT1を介して、逆極性でトランジスタVT2のエミッタ-ベース接合に印加されることになる。その結果、VT2 が閉じ、オープンコレクタ - エミッタ接合 VT2 を以前に通過していた電流が回路を流れます。「+ 電源 > 抵抗 R4 > 低抵抗 C2 > ベース - エミッタ接合 VT1 > - 電源」。」この回路はコンデンサ C2 を急速に再充電します。この瞬間から、「定常状態」の自己生成モードが始まります。

「定常状態」生成モードでの対称マルチバイブレータの動作

マルチバイブレータの動作 (発振) の最初の半サイクルが始まります。

先ほど書いたように、トランジスタ VT1 が開き、VT2 が閉じると、コンデンサ C2 は回路に沿って (一方の極性の 0.7 ～ 1.0 ボルトの電圧から反対極性の電源の電圧まで) 急速に再充電されます。 : 「+ 電源 > 抵抗 R4 > 低抵抗 C2 > ベース-エミッタ接合 VT1 > - 電源」。さらに、コンデンサ C1 は、「+ 電源 > 抵抗 R2 > 右プレート C1 > 左」という回路に沿って (一方の極性の電源電圧から、反対極性の 0.7 ～ 1.0 ボルトの電圧まで) ゆっくりと再充電されます。プレート C1 > トランジスタ VT1 のコレクタ - エミッタ接合 > - - 電源。」

C1 を再充電した結果、VT2 のベースの電圧が VT2 のエミッタに対して +0.6 ボルトの値に達すると、トランジスタが開きます。したがって、充電されたコンデンサＣ２の電圧は、オープンコレクタ－エミッタ接合ＶＴ２を介して、逆極性でトランジスタＶＴ１のエミッタ－ベース接合に印加される。 VT1 が閉じます。

マルチバイブレータの動作 (発振) の 2 番目の半サイクルが始まります。

トランジスタ VT2 が開き、VT1 が閉じると、コンデンサ C1 は次の回路に沿って急速に再充電されます (一方の極性の 0.7 ～ 1.0 ボルトの電圧から、反対極性の電源の電圧まで)。 > 抵抗 R1 > 低抵抗 C1 > ベースエミッタ接合 VT2 > - 電源。」さらに、コンデンサ C2 は、「C2 の右プレート > C2 のコレクタ - エミッタ接合」という回路に沿って (一方の極性の電源の電圧から、反対極性の 0.7 ～ 1.0 ボルトの電圧まで) ゆっくりと再充電されます。トランジスタ VT2 > - 電源 > + 電源 > 抵抗 R3 > 左プレート C2」。 VT1 のベースの電圧が VT1 のエミッタに対して +0.6 ボルトに達すると、トランジスタが開きます。したがって、充電されたコンデンサC1の電圧は、オープンコレクタ-エミッタ接合VT1を介して、逆極性でトランジスタVT2のエミッタ-ベース接合に印加される。 VT2が閉じます。この時点で、マルチバイブレータ発振の 2 番目の半サイクルが終了し、最初の半サイクルが再び始まります。

このプロセスは、マルチバイブレータが電源から切断されるまで繰り返されます。

対称マルチバイブレータに負荷を接続する方法

対称マルチバイブレータの 2 点から方形パルスを除去– トランジスタのコレクタ。一方のコレクタに「高」電位がある場合、もう一方のコレクタには「低」電位があり（存在しません）、逆も同様です。一方の出力に「低」電位がある場合、もう一方では「高い」ポテンシャル。これは、以下の時間グラフに明確に示されています。

マルチバイブレータ負荷は、コレクタ抵抗の 1 つと並列に接続する必要がありますが、コレクタ - エミッタトランジスタ接合部と並列に接続することはできません。負荷のあるトランジスタをバイパスすることはできません。この条件が満たされない場合、少なくともパルスの持続時間が変化し、最大でもマルチバイブレータは動作しなくなります。下図は負荷の正しい接続方法と間違った接続方法を示しています。

マルチバイブレータ自体に負荷が影響しないように、十分な入力抵抗が必要です。この目的のために、通常、バッファトランジスタ段が使用されます。

例は次のとおりです 低インピーダンスのダイナミックヘッドとマルチバイブレーターの接続。追加の抵抗によりバッファ段の入力抵抗が増加し、それによってマルチバイブレータトランジスタに対するバッファ段の影響が排除されます。その値はコレクタ抵抗の値の 10 倍以上である必要があります。「複合トランジスタ」回路で 2 つのトランジスタを接続すると、出力電流が大幅に増加します。この場合、バッファ段のベース・エミッタ回路をマルチバイブレータのトランジスタのコレクタ・エミッタ接合と並列ではなく、マルチバイブレータのコレクタ抵抗と並列に接続するのが正しいです。

ハイインピーダンスダイナミックヘッドとマルチバイブレータの接続用バッファステージは必要ありません。ヘッドはコレクタ抵抗の 1 つの代わりに接続されています。満たさなければならない唯一の条件は、ダイナミックヘッドを流れる電流がトランジスタの最大コレクタ電流を超えてはいけないということです。

マルチバイブレータに通常のLEDを接続したい場合– 「点滅するライト」を作成する場合、これにはバッファーカスケードは必要ありません。コレクタ抵抗と直列に接続できます。これは、LED 電流が小さく、動作中の LED 両端の電圧降下が 1 ボルト以下であるためです。したがって、マルチバイブレータの動作には影響しません。確かに、これは超高輝度 LED には当てはまりません。LED の場合、動作電流が高く、電圧降下が 3.5 ～ 10 ボルトになる可能性があります。しかし、この場合、解決策があります。電源電圧を上げ、高出力のトランジスタを使用して、十分なコレクタ電流を供給します。

酸化物（電解）コンデンサはプラス側がトランジスタのコレクタに接続されていることに注意してください。これは、バイポーラトランジスタのベースでは電圧がエミッタに対して0.7ボルトを超えず、この場合エミッタが電源のマイナスであるという事実によるものです。しかし、トランジスタのコレクタでは、電圧はほぼゼロから電源の電圧まで変化します。酸化物コンデンサは逆極性に接続すると機能を発揮できません。当然のことながら、異なる構造（N-P-N ではなく、P-N-P 構造）のトランジスタを使用する場合は、電源の極性を変更することに加えて、回路内でカソードを「上」に向けた LED とコンデンサをオンにする必要があります。プラスはトランジスタのベースに接続されます。

今すぐ考えてみましょう マルチバイブレータ素子のどのパラメータがマルチバイブレータの出力電流と生成周波数を決定しますか?

コレクタ抵抗の値は何に影響しますか? いくつかの平凡なインターネット記事で、コレクタ抵抗の値がマルチバイブレータの周波数に大きな影響を与えないことを見たことがあります。これは全くのナンセンスです！マルチバイブレータが正しく計算されている場合、これらの抵抗の値が計算値から 5 倍以上ずれても、マルチバイブレータの周波数は変わりません。主なことは、コレクタ抵抗がコンデンサの高速充電を提供するため、その抵抗がベース抵抗よりも小さいことです。しかしその一方で、コレクタ抵抗の値は電源からの電力消費を計算するための主な値であり、その値はトランジスタの電力を超えてはなりません。よく見てみると、正しく接続されていれば、マルチバイブレータの出力電力に直接的な影響はありません。ただし、スイッチング間の期間 (マルチバイブレータの周波数) は、コンデンサの「遅い」再充電によって決まります。再充電時間は、RC 回路、つまりベース抵抗とコンデンサ (R2C1 および R3C2) の定格によって決まります。

マルチバイブレータは対称と呼ばれていますが、これはその構造の回路のみを指しており、持続時間において対称および非対称の両方の出力パルスを生成できます。 VT1 コレクタのパルス幅 (ハイレベル) は R3 と C2 の定格によって決まり、VT2 コレクタのパルス幅 (ハイレベル) は定格 R2 と C1 によって決まります。

コンデンサの再充電時間は簡単な式で決まります。タウ– パルス持続時間（秒）、 R– 抵抗器の抵抗値（オーム）、と– コンデンサの静電容量 (ファラド):

したがって、この記事の数段落前に書かれた内容をまだ忘れていない場合は、次のようにします。

平等があるなら R2=R3そして C1=C2マルチバイブレータの出力には、図に示すように、パルス間の休止時間に等しい持続時間を持つ長方形のパルスである「蛇行」が発生します。

マルチバイブレータの発振の全周期は次のとおりです。 Tパルスとポーズの持続時間の合計に等しい：

発振周波数 F(Hz) 周期に関係する T(秒) の比率:

原則として、インターネット上に無線回路の計算があるとしても、それらはわずかです。それが理由です 例を使用して対称マルチバイブレータの要素を計算してみましょう .

他のトランジスタ段と同様に、計算は端、つまり出力から実行する必要があります。そして出力にはバッファ段があり、その後にコレクタ抵抗があります。コレクタ抵抗 R1 および R4 は、トランジスタに負荷をかける機能を実行します。コレクタ抵抗は生成周波数には影響しません。これらは、選択したトランジスタのパラメータに基づいて計算されます。したがって、最初にコレクタ抵抗、次にベース抵抗、次にコンデンサ、そしてバッファ段を計算します。

トランジスタ対称マルチバイブレータの計算手順と例

初期データ:

供給電圧 ウイップ = 12V.

必要なマルチバイブレータ周波数 F = 0.2 Hz (T = 5 秒)、パルス持続時間は以下に等しい 1 （一秒。

車の白熱電球を負荷として使用します。 12ボルト、15ワット.

ご想像のとおり、5 秒に 1 回点滅する「点滅ライト」を計算し、その持続時間は 1 秒になります。

マルチバイブレータ用のトランジスタの選択。たとえば、ソ連時代の最も一般的なトランジスタがあります。 KT315G.

彼らのために： Pmax=150mW; Imax=150mA; h21>50.

バッファ段のトランジスタは負荷電流に基づいて選択されます。

図を 2 回描画しないように、図上の要素の値にすでに署名しています。彼らの計算は決定文にさらに詳しく記載されています。

解決：

1. まず、トランジスタを大電流でスイッチングモードで動作させる方が、増幅モードで動作させるよりもトランジスタ自体にとって安全であることを理解する必要があります。したがって、トランジスタの静的モードの動作点「B」を交流信号が通過する瞬間、つまり開状態から閉状態への遷移、およびその逆の遷移状態の電力を計算する必要はありません。。バイポーラトランジスタ上に構築されたパルス回路の場合、電力は通常、オープン状態のトランジスタに対して計算されます。

まず、トランジスタの最大電力損失を決定します。これは、参考書に記載されているトランジスタの最大電力より 20 パーセント (係数 0.8) 小さい値にする必要があります。しかし、なぜマルチバイブレータを大電流の厳格なフレームワーク内に駆動する必要があるのでしょうか? また、電力を増やしても、電源からのエネルギー消費は大きくなりますが、メリットはほとんどありません。したがって、トランジスタの最大消費電力を決定したら、それを3分の1に削減します。バイポーラトランジスタに基づくマルチバイブレータの低電流モードでの動作は「不安定」な現象であるため、電力損失のさらなる低減は望ましくない。電源がマルチバイブレータだけでなく使用されている場合、または電源が完全に安定していない場合、マルチバイブレータの周波数も「変動」します。

最大消費電力を決定します: Pdis.max = 0.8 * Pmax = 0.8 * 150 mW = 120 mW

定格消費電力: Pdis.nom を決定します。 = 120 / 3 = 40mW

2. オープン状態でのコレクタ電流を決定します: Ik0 = Pdis.nom。 / ウイップ = 40mW / 12V = 3.3mA

それを最大コレクタ電流とします。

3. コレクタ負荷の抵抗と電力の値を見つけてみましょう: Rk.total = Ui.p./Ik0 = 12V/3.3mA = 3.6 kOhm

既存の公称範囲から可能な限り 3.6 kOhm に近い抵抗器を選択します。一連の抵抗の公称値は 3.6 kOhm なので、最初にマルチバイブレータのコレクタ抵抗 R1 と R4 の値を計算します。 Rк = R1 = R4 = 3.6 kΩ.

コレクタ抵抗 R1 および R4 の電力は、トランジスタ Pras.nom の定格消費電力に等しい。 = 40mW。指定されたPras.nomを超える電力の抵抗器を使用します。 - MLT-0.125 タイプ。

4. 基本的な抵抗 R2 と R3 の計算に進みましょう。。それらの定格は、トランジスタ h21 のゲインに基づいて決定されます。同時に、マルチバイブレータを確実に動作させるには、抵抗値がコレクタ抵抗の抵抗値の 5 倍、積 Rк * h21 未満の範囲内である必要があります。 Rmin = 3.6 * 5 = 18 kΩ、および Rmax = 3.6 * 50 = 180 kΩ

したがって、抵抗 Rb (R2 および R3) の値は 18 ～ 180 kOhm の範囲になります。まず平均値 = 100 kOhm を選択します。しかし、これは最終的なものではありません。マルチバイブレータの必要な周波数を提供する必要があり、前に書いたように、マルチバイブレータの周波数はベース抵抗 R2 と R3、およびコンデンサの静電容量に直接依存します。

5. コンデンサ C1 と C2 の静電容量を計算し、必要に応じて R2 と R3 の値を再計算します。.

コンデンサC1の静電容量と抵抗R2の抵抗値によって、コレクタVT2の出力パルスの持続時間が決まります。この衝動の間に、電球が点灯するはずです。また、この条件ではパルス幅は 1 秒に設定されました。

コンデンサの静電容量を決定しましょう: C1 = 1 秒 / 100 kOhm = 10 µF

容量10μFのコンデンサが公称範囲に含まれているので、私たちには適しています。

コンデンサC2の静電容量と抵抗R3の抵抗値によって、コレクタVT1の出力パルスの持続時間が決まります。このパルス中は VT2 コレクターが「一時停止」しており、電球は点灯しません。そして、この条件では、パルス幅 1 秒の全周期 5 秒が指定されました。したがって、一時停止の長さは 5 秒 – 1 秒 = 4 秒となります。

リチャージ期間の式を変形したので、 コンデンサの静電容量を決定しましょう: C2 = 4 秒 / 100 kOhm = 40 µF

40 μF の容量のコンデンサは公称範囲に含まれていないため、私たちには適していません。できるだけそれに近い容量の 47 μF のコンデンサを使用します。ただし、おわかりのとおり、「休止」時間も変化します。このようなことが起こらないようにするために、私たちは 抵抗R3の抵抗値を再計算してみましょう一時停止の継続時間とコンデンサ C2 の静電容量に基づきます。 R3 = 4秒 / 47μF = 85キロオーム

公称シリーズによると、抵抗器の抵抗値に最も近い値は 82 kΩ です。

したがって、マルチバイブレータ要素の値を取得しました。

R1 = 3.6 kオーム、R2 = 100 kオーム、R3 = 82 kオーム、R4 = 3.6 kオーム、C1 = 10 μF、C2 = 47 μF.

6. バッファ段の抵抗 R5 の値を計算します。.

マルチバイブレータへの影響を排除するために、追加の制限抵抗器 R5 の抵抗値は、コレクタ抵抗器 R4 の抵抗値より少なくとも 2 倍 (場合によってはそれ以上) 大きくなるように選択されます。この場合、その抵抗は、エミッタ・ベース接合 VT3 および VT4 の抵抗とともに、マルチバイブレータのパラメータに影響を与えません。

R5 = R4 * 2 = 3.6 * 2 = 7.2 キロオーム

公称シリーズによれば、最も近い抵抗は 7.5 kΩ です。

抵抗値 R5 = 7.5 kOhm の場合、バッファ段の制御電流は次のようになります。

アイコントロール = (Ui.p. - 宇部) / R5 = (12v - 1.2v) / 7.5 kΩ = 1.44 mA

さらに、前に書いたように、マルチバイブレータトランジスタのコレクタ負荷定格はその周波数に影響を与えないため、そのような抵抗がない場合は、別の「近い」定格（5 ... 9 kΩ）に置き換えることができます。）。バッファ段の制御電流が下がらないように、減少する方向にある方が良いです。ただし、追加の抵抗はマルチバイブレータのトランジスタ VT2 の追加負荷であるため、この抵抗を流れる電流はコレクタ抵抗 R4 の電流に加算され、トランジスタ VT2 の負荷となることに注意してください。 Ittal = Ik + Icontrol。 = 3.3mA + 1.44mA = 4.74mA

トランジスタ VT2 のコレクタにかかる総負荷は通常の制限内です。参考書で指定されている最大コレクタ電流を 0.8 倍に超える場合は、負荷電流が十分に減少するまで抵抗 R4 を増やすか、より強力なトランジスタを使用してください。

7. 電球に電流を供給する必要があります In = Рн / Ui.p. = 15W / 12V = 1.25A

ただし、バッファ段の制御電流は 1.44 mA です。マルチバイブレータの電流は、次の比率に等しい値だけ増加する必要があります。

イン/Iコントロール = 1.25A / 0.00144A = 870 回.

どうやってするの？ 大幅な出力電流増幅用「複合トランジスタ」回路に従って構築されたトランジスタカスケードを使用します。最初のトランジスタは通常低電力であり (KT361G を使用します)、ゲインが最も高く、2 番目のトランジスタは十分な負荷電流を提供する必要があります (同様に一般的な KT814B を例に挙げます)。次に、それらの透過係数 h21 が乗算されます。したがって、KT361G トランジスタの場合は h21>50、KT814B トランジスタの場合は h21=40 となります。「複合トランジスタ」回路に従って接続されたこれらのトランジスタの全体の伝達係数は次のとおりです。 h21 = 50 * 40 = 2000。この数値は 870 より大きいため、これらのトランジスタは電球を制御するのに十分です。

さて、それだけです！