To125 12 5 パラメータ。サイリスタ電力調整器：回路、動作原理、および応用

03.08.2023

体

トライアックなどを使用した電力調整器の回路の選択と動作の説明。トライアック電力調整回路は、白熱灯の寿命を延ばしたり、明るさを調整したりするのに適しています。または、110 ボルトなどの非標準機器に電力を供給する場合にも使用できます。

この図は、トライアック電力レギュレータの回路を示しています。この回路は、特定の時間間隔でトライアックが通過するネットワーク半サイクルの合計数を変更することで変更できます。 DD1.1.DD1.3 マイクロ回路の要素は、ネットワークの約 15 ～ 25 半サイクルの発振周期で作られています。

パルスのデューティサイクルは抵抗 R3 によって調整されます。トランジスタ VT1 とダイオード VD5 ～ VD8 は、主電源電圧がゼロに遷移する間にトライアックがオンになる瞬間を拘束するように設計されています。基本的に、このトランジスタはそれぞれ開いており、入力 DD1.4 に「1」が送信され、トライアック VS1 を備えたトランジスタ VT2 は閉じています。ゼロを越えた瞬間に、トランジスタ VT1 が閉じて、ほぼ即座に開きます。この場合、出力 DD1.3 が 1 の場合、要素 DD1.1.DD1.6 の状態は変化せず、出力 DD1.3 が「ゼロ」の場合、要素 DD1.4.DD1 の状態は変化しません。 .6 は短いパルスを生成し、これがトランジスタ VT2 によって増幅され、トライアックが開きます。

発電機の出力に論理ゼロがある限り、プロセスは主電源電圧がゼロ点を通過するたびに周期的に進行します。

回路の基礎は外国のトライアック mac97a8 で、接続された高電力負荷を切り替えることができ、それを調整するために古いソビエトの可変抵抗器を使用し、表示として通常の LED を使用しました。

トライアックパワーレギュレータは位相制御の原理を使用しています。電力レギュレータ回路の動作は、主電源電圧がゼロを通過する遷移に対してトライアックがオンになる瞬間を変更することに基づいています。正の半サイクルの最初の瞬間では、トライアックは閉状態にあります。主電源電圧が増加すると、コンデンサ C1 が分圧器を介して充電されます。

コンデンサの増加する電圧は、両方の抵抗の合計抵抗とコンデンサの静電容量に応じた量だけ主電源電圧から位相がシフトします。コンデンサは、その両端の電圧がディニスターの「ブレークダウン」レベル、約 32 V に達するまで充電されます。

ダイニスタが開いた瞬間にトライアックも開き、開いたトライアックと負荷の合計抵抗に応じて、出力に接続された負荷に電流が流れます。トライアックは半サイクルの終わりまでオープンになります。抵抗 VR1 を使用して、ダイニスターとトライアックの開放電圧を設定し、それによって電力を調整します。負の半サイクル時の回路動作アルゴリズムは同様です。

3.5kW用に若干の変更を加えた回路のオプション

コントローラー回路は単純で、デバイスの出力の負荷電力は 3.5 kW です。この自家製アマチュア無線機を使用すると、照明や発熱体などを調整できます。この回路の唯一の重大な欠点は、トライアックが焼損してしまうため、いかなる状況でも誘導負荷を接続できないことです。

設計で使用される無線コンポーネント: トライアック T1 - BTB16-600BW または類似品 (KU 208 または VTA、VT)。 Dinistor T - タイプ DB3 または DB4。コンデンサ 0.1 µF セラミック。

抵抗 R2 510 オームは、コンデンサの最大ボルトを 0.1 μF に制限します。レギュレータスライダーを 0 オームの位置に置くと、回路抵抗は約 510 オームになります。静電容量は、抵抗器 R2 510 オームと可変抵抗 R1 420 kオームを通じて充電されます。コンデンサの U がディニスタ DB3 の開度レベルに達した後、後者はトライアックのロックを解除するパルスを生成します。その後、正弦波がさらに通過すると、トライアックがロックされています。 T1 の開閉周波数は 0.1 μF コンデンサの U レベルに依存し、これは可変抵抗器の抵抗値に依存します。つまり、電流を（高周波で）遮断することにより、回路は出力電力を調整します。

入力交流電圧の正の半波ごとに、コンデンサ C1 は一連の抵抗 R3、R4 を介して充電されます。コンデンサ C1 の電圧がディニスター VD7 の開放電圧と等しくなると、ブレークダウンが発生し、コンデンサは次のようになります。ダイオードブリッジ VD1-VD4、抵抗 R1、制御電極 VS1 を介して放電されます。トライアックを開くには、ダイオード VD5、VD6、コンデンサ C2、抵抗 R5 の電気チェーンが使用されます。

主電源電圧の両方の半波でレギュレータのトライアックが確実に動作するように抵抗器 R2 の値を選択する必要があります。また、可変抵抗がオンになったときに抵抗 R3 と R4 の値を選択する必要もあります。ノブ R4 を回すと、負荷の電圧が最小値から最大値まで滑らかに変化します。 TC 2-80 トライアックの代わりに TC2-50 または TC2-25 を使用することもできますが、負荷の許容電力が若干低下します。

KU208G、TS106-10-4、TS 112-10-4、およびそれらの類似品がトライアックとして使用されました。トライアックが閉じた瞬間に、接続された負荷と抵抗 R1 および R2 を介してコンデンサ C1 が充電されます。充電速度は抵抗R2によって変更され、抵抗R1は充電電流の最大値を制限するように設計されています。

コンデンサプレートがしきい値電圧値に達すると、スイッチが開き、コンデンサ C1 が制御電極に急速に放電され、トライアックが閉状態から開状態に切り替わります。開状態では、トライアックは回路 R1 をバイパスします。 R2、C1。主電源電圧がゼロを通過した瞬間に、トライアックが閉じ、コンデンサ C1 が再び充電されますが、負の電圧になります。

コンデンサ C1 は 0.1 ～ 1.0 µF。抵抗 R2 1.0...0.1 MOhm。トライアックは、従来のアノード端子における正の電圧を伴う制御電極への正の電流パルスによって、また従来のカソードにおける負の電圧を伴う制御電極への負の電流パルスによってスイッチオンされる。したがって、レギュレータの重要な要素は双方向である必要があります。双方向ディニスタをキーとして使用できます。

ダイオード D5 ～ D6 は、逆電圧による破壊の可能性からサイリスタを保護するために使用されます。トランジスタはアバランシェ降伏モードで動作します。その破壊電圧は約 18 ～ 25 ボルトです。 P416B が見つからない場合は、代替品を探してみてください。

パルストランスは直径 15 mm、グレード N2000 のフェライトリングに巻かれています。サイリスタは KU201 に置き換えることができます。

このパワーレギュレータの回路は上記の回路と同様ですが、干渉抑制回路C2、R3のみが導入されており、スイッチSWにより制御コンデンサの充電回路を遮断することができ、これによりトライアックが瞬時にロックされます。そして負荷を切り離します。

C1、C2 - 0.1 MKF、R1-4k7、R2-2 mOhm、R3-220 Ohm、VR1-500 kOhm、DB3 - ダイニスタ、BTA26-600B - トライアック、1N4148/16 V - ダイオード、任意の LED。

このレギュレータは、最大 2000 W の回路、白熱灯、加熱装置、はんだごて、非同期モーター、自動車の充電器などの負荷電力を調整するために使用され、トライアックをより強力なものに交換すると、電流調整に使用できます。溶接変圧器の回路。

この電力調整回路の動作原理は、選択された数のスキップされた半サイクルの後に、負荷が主電源電圧の半サイクルを受け取ることです。

ダイオードブリッジは交流電圧を整流します。抵抗 R1 とツェナーダイオード VD2 は、フィルタコンデンサとともに、K561IE8 マイクロ回路と KT315 トランジスタに電力を供給する 10 V 電源を形成します。コンデンサ C1 を通過する電圧の整流された正の半サイクルは、ツェナーダイオード VD3 によって 10 V のレベルに安定します。したがって、周波数 100 Hz のパルスが K561IE8 カウンタの計数入力 C に続きます。スイッチ SA1 が出力 2 に接続されている場合、論理 1 レベルがトランジスタのベースに常に存在します。マイクロ回路のリセットパルスは非常に短く、カウンタは同じパルスから再スタートすることができるためです。

ピン 3 は論理 1 レベルに設定されます。サイリスタがオープンになります。すべての電力は負荷で解放されます。カウンタのピン 3 の SA1 の後続のすべての位置では、1 つのパルスが 2 ～ 9 のパルスを通過します。

K561IE8 チップは、出力に位置デコーダを備えた 10 進カウンタであるため、論理 1 レベルはすべての出力で周期的になります。ただし、スイッチが出力 5 (ピン 1) に取り付けられている場合、カウントは最大 5 までのみ行われます。パルスが出力 5 を通過すると、マイクロ回路はゼロにリセットされます。カウントはゼロから始まり、半サイクルの間ピン 3 に論理 1 レベルが表示されます。この間、トランジスタとサイリスタが開き、1 つの半サイクルが負荷に伝わります。わかりやすくするために、回路動作のベクトル図を示します。

負荷電力を減らす必要がある場合は、前のチップのピン 12 を次のチップのピン 14 に接続することで、別のカウンターチップを追加できます。別のスイッチを設置することで、最大 99 個の欠落パルスまでパワーを調整できます。それらの。総電力の約100分の1を得ることができます。

KR1182PM1 マイクロ回路には 2 つのサイリスタとそれらの制御ユニットがあります。 KR1182PM1マイクロ回路の最大入力電圧は約270ボルトで、最大負荷は外部トライアックを使用しない場合は150ワット、使用すると最大2000ワットに達します。また、トライアックが取り付けられることも考慮されています。ラジエターの上で。

外部干渉のレベルを低減するために、コンデンサ C1 とインダクタ L1 が使用され、負荷のスムーズなスイッチオンには静電容量 C4 が必要です。調整は抵抗R3を使用して行われます。

はんだごて用の非常に単純なレギュレーター回路を選択すると、アマチュア無線家の作業が楽になります。

組み合わせは、デジタルレギュレータの使いやすさと、シンプルなレギュレータの調整の柔軟性を組み合わせることで構成されます。

検討されている電力調整回路は、負荷に供給される入力交流電圧の周期数を変更する原理に基づいて動作します。これは、点滅が目に見えるため、このデバイスを白熱電球の明るさの調整に使用できないことを意味します。この回路により、8 つのプリセット値内で電力を調整することが可能になります。

古典的なサイリスタやトライアックのレギュレータ回路は数多くありますが、このレギュレータは現代の素子ベースに基づいて作られており、さらに位相ベースでした。トライアックは必要な位相角でのみ開くため、主電源電圧の半波全体を送信するのではなく、その特定の部分のみを送信し、それによって電力が制限されます。

Krasimir Rilchev のサイリスタ充電ユニットは、トラックやトラクターのバッテリーを充電するために設計されています。最大 30 A の連続的に調整可能な (抵抗 RP1) 充電電流を提供します。レギュレーションの原理はサイリスタに基づく位相パルスであり、最大の効率、最小の電力損失を実現し、整流ダイオードを必要としません。ネットワークトランスは断面積40cm2の磁気コアで作られており、一次巻線には280ターンのPEL-1.6が含まれ、二次巻線には2x28ターンのPEL-3.0が含まれています。サイリスタは 120x120 mm のラジエーターに取り付けられています。 ...

回路用「サイリスタウインカーリレー」

自動車エレクトロニクスサイリスターウインカーリレー。 Kazan A. STAKHOV 非接触車のターンシグナルリレーは、シリコン制御ダイオード、つまりサイリスタを使用して設計できます。このようなリレーの図を図に示します. リレーはトランジスタ T1 と T2 上の従来のマルチバイブレータです; 同じマルチバイブレータがサイリスタ D1 と D1 の DC スイッチを制御するため、そのスイッチング周波数がランプの点滅周波数を決定します。 D4. 低電力低周波トランジスタはマルチバイブレータ内で動作できます。スイッチ P1 がフロントサイドライトとリアサイドライトの信号ランプを接続すると、マルチバイブレータ信号によりサイリスタ D1 が開き、バッテリ電圧が信号ランプに印加されます。この場合、コンデンサ C1 の右側のプレートは、抵抗 R5 を介して (左側のプレートに対して) 正に充電されます。マルチバイブレータのトリガパルスがサイリスタ D4 に印加されると、同じサイリスタが開き、充電されたコンデンサ C1 がサイリスタ D1 に接続され、アノードとカソードの間に瞬時に逆電圧がかかります。 k174ps1 マイクロ回路の確認方法この逆電圧によりサイリスタ D1 が閉じ、負荷の電流が遮断されます。マルチバイブレータの次のトリガパルスによってサイリスタ D1 が再び開き、プロセス全体が繰り返されます。 D223 ダイオードは、負の電流サージを制限し、サイリスタの起動を改善するために使用されます。任意の文字インデックスを持つあらゆる低電力サイリスタを DC スイッチで使用できます。 KU201A を使用する場合、信号灯の消費電流は 2 A を超えてはなりません。 KU202A の場合、最大 10 A に達します。リレーは、電圧 6 V のオンボードネットワークからも動作できます。 RADIO N10 1969 34...

「CB無線局用パワーアンプ」回路用

HF パワーアンプ SV ラジオ局用パワーアンプ A. KOSTYUK (EU2001), Minsk. パワーアンプを製造する場合、アマチュア無線家は、それにどの能動部品を使用するかという問題に直面します。トランジスタの出現により、それらに基づいた多数の設計が作成されるようになりました。しかし、家庭でそのような要素ベースに基づいて設計することは、ほとんどのアマチュア無線家にとって問題です。 GU-74B などの強力な最新の金属ガラスまたは金属セラミックランプの出力段で。コストが高いため困難です。出力は、カラー TV で使用される 6P45S など、広く使用されているランプです。提案された増幅器のアイデアは新しいものではなく、[I] で説明されています。シンプルな電流レギュレータ 2 つの 6P45S ビーム四極管で作られ、接地されたグリッドを備えた回路に従って接続されています技術的特性: 電力利得 - 8 最大アノード電流 - 800 mA アノード電圧 - 600 等価アンプ抵抗 - 500 オーム送信への切り替えは次のように行われます。リレーＫ１、Ｋ２に制御電圧を印加する。 CB 局にそのような電圧がない場合は、で行ったように電子受信/送信キーを作成できます。部品と設計チョーク LI、L5 のインダクタンスは 200 μH で、電流定格は 800 mA である必要があります。インダクタ L6、L7 は、断面積 1 mm2 の 2 本の MGShV ワイヤを使用してリング 50 VC-2 K32x20x6 に巻かれています。コイルＬ２、Ｌ３は３ターンを含み、それぞれＲ１、Ｒ２上に０．１ｍｍのワイヤで巻かれている。Ｐ回路コイルＬ４には、直径２．５ｍｍの線材が巻かれている。アンプのコンデンサは動作電圧 500 V の KSO タイプです。

「強力な7素子LEDインジケーターを点灯する」サーキット用

図「プッシュプルコンバータ（簡易計算）」の場合

電源プッシュプルコンバータ (簡易計算) A. PETROV, 212029, Mogilev, Shmidt Ave., 32 - 17. プッシュプルコンバータは磁気回路の非対称磁化反転にとって非常に重要であるため、ブリッジ回路では磁気回路の飽和（図1）とその結果としての貫通電流の発生を避けるためには、ヒステリシスループのバランスをとるための特別な措置を講じる必要があります。あるいは、最も単純なバージョンでは、図1 - エアギャップを導入する必要があります。コンバータ内の自然電磁プロセスを組織化することで、半導体スイッチの信頼性の向上と電磁適合性の向上、重量とサイズのインジケーターの削減に役立つという問題の共同解決策を達成できます。、キーの切り替えはゼロまたはゼロに近い電流で発生します。この場合、電流スペクトルがより速く減衰し、無線干渉の電力が大幅に減衰するため、入力電圧と出力電圧の両方のフィルタリングが簡素化されます。転流可飽和変圧器を備えた最も単純なハーフブリッジ自己生成非安定化インバータに焦点を当てましょう (図２）。トライアック TS112 とその回路その利点には、容量性分圧器により電源トランスの一次巻線に直流成分が存在しないことが挙げられます。 Puc.2 ハーフブリッジ回路は、1 つのセルで 0.25 ～ 0.5 kW の電力変換を実現します。閉じたトランジスタの電圧は電源電圧を超えません。インバータには 2 つの PIC 回路があります: - 1 つ - 電流用 (比例電流制御); - 2 つ目 - 電圧用。比例して…

「積分タイマーによる自動電圧制御」の場合

「ブリッジ回路で作るパワーアンプ」回路の場合。

AUDIO技術ブリッジ回路を使用して作られたパワーアンプで、+40Vのユニポーラ電源で60Wの出力を実現します。高出力を得るには多くの困難が伴いますが、その1つは電源の制限です。高電圧の範囲が広いという事実によって引き起こされる電圧 強力なトランジスタはまだ非常に小さいです。出力電力を高める 1 つの方法は、同じタイプのトランジスタを直並列に接続することですが、これによりアンプの設計と構成が複雑になります。一方、出力電力を増加させて、次のような問題を回避できる方法があります。応用手の届きにくい要素に影響を与えず、電源の電圧を上昇させません。この方式では、同一の電力増幅器を 2 台使用し、その入力に入力信号が逆相で供給されるように接続し、負荷を増幅器の出力間に直接接続します（ブリッジ増幅回路）。 VHF 回路このようなブリッジ回路を使用して作られた電力増幅器は、次の主な技術特性を備えています。定格出力電力 ...... 60 W 高調波歪み ...... 0.5% 動作周波数帯域 ...... .. 10... 25,000 Hz 電源電圧.................... 40 V 静止電流.................... 50 mA このようなアンプの回路図を図 .1 に示します。。入力信号の位相の変更は、入力信号を一方のアンプの反転入力ともう一方のアンプの非反転入力に供給することによって実現されます。負荷はアンプの出力間に直接接続されます。出力トランジスタの静止電流の温度安定性を確保するために、ダイオード VD1 ～ VD4 が共通のヒートシンク上に配置されます。 Puc.1 電源を入れる前に、アンプの設置と接続が正しいことを確認してください。電源を抵抗R14に接続すると、アンプの出力間の電圧はゼロに設定されます。

「溶接トランスの簡易電流調整器」回路の場合

溶接機の重要な設計上の特徴は、動作電流を調整できることです。産業用デバイスでは、さまざまなタイプのチョークを使用した分路、巻線または磁気分路の可動性による磁束の変化、アクティブバラスト抵抗とレオスタットの蓄えなど、さまざまな電流調整方法が使用されます。このような調整の欠点としては、設計の複雑さ、抵抗の大きさ、動作中の強い発熱、切り替え時の不便さなどが挙げられます。二次巻線を巻きながらタップで作り、巻き数を切り替えることで電流を変えるのがベストです。ただし、この方法は電流を調整するために使用できますが、広範囲にわたって調整することはできません。さらに、溶接変圧器の二次回路の電流の調整には特定の問題が伴います。したがって、かなりの電流が調整装置を通過するため、その大型化につながり、二次回路には、最大 200 A の電流に耐えることができる強力な標準スイッチを選択することはほとんど不可能です。トライアック TS112 とその回路重要なのは一次巻線回路で、電流は 5 分の 1 になります。試行錯誤による長い探索の結果、この問題に対する最適な解決策が見つかりました。それは非常に人気のあるサイリスタレギュレータであり、その回路を図 1 に示します。要素ベースの極めてシンプルさとアクセシビリティにより、管理が簡単で、設定が不要で、実際の動作が実証されており、「時計」のように機能します。電力調整は、溶接変圧器の一次巻線が電流の半サイクルごとに一定期間定期的にオフになるときに発生します (図 2)。電流の平均的な役割は減少します。レギュレータの主要な要素 (サイリスタ) は、互いに背中合わせに並列に接続されています。一つ一つ開いていきます…

「トンネルダイオードを使用する」回路の場合

トンネルダイオードのアマチュア無線設計者向けに、図を示します。図 1、2、および 3 は、トンネルダイオード発振器の 3 つの異なる回路アプリケーションを示しています。図 1 に示す FM 送信機は非常にシンプルで、ホイップアンテナと平均感度の FM 受信機を使用すると、半径 10 ～ 30 m 以内で信頼性の高い受信を実現します。送信機の変調方式が最も単純であるため、出力信号は多少歪み、ジェネレーターの固有周波数をマイク信号と同期して変更することで得られる周波数変調に加えて、大幅な振幅変調が発生します。このような送信機は干渉源となるため、出力電力を大幅に増加させることは不可能です。このような送信機は、ポータブルラジオマイク、近距離の通話またはインターコムデバイスとして使用できます。 1. トンネルダイオードを使用した最も単純な送信機。アマチュア無線コンバータ回路コイル L には PEL 0.2 線が 10 回巻かれており、局部発振器 (図 2) の動作原理は以前の送信機と同じです。特徴的なのは回路が不完全に組み込まれていることです。これは、発生する振動の形状と安定性を向上させることを目的として行われました。理想的な正弦波は得られますが、実際には小さな非線形歪みが避けられません。 2. トンネルダイオード上の局部発振器 L=200 µH。図に示す。 3音叉オーディオ周波数発生器は、楽器のチューニングや電信ブザーの標準として使用できます。発電機は、より低い最大電流のダイオードでも動作できます。この場合、コイルの巻き数を増やし、ダイナミックスピーカーをアンプを介して接続する必要があります。発電機が通常に動作する場合、合計のオーム抵抗は...

回路用「TRANSISTOR TUBE AM TRANSMITTER」

ラジオ送信機、ラジオ局 TRANSISTOR-TUBE AM TRANSMITTER 携帯用 HF および VHF ラジオ局は現在広く普及しています。効率を高め、重量と寸法を削減するために、トランジスタが広く使用されています。この場合、多かれ少なかれ無線局では、送信機の出力段に発電機無線管を使用する回路が使用されます。通常、そのアノード電圧は電圧コンバータから供給されます。これらのスキームは複雑であり、十分に経済的ではありません。提案されたスキームにより、設計の効率と簡素化が向上しました。アノード電圧源として強力な変調器と整流器を使用します (図を参照)。変調トランスには、変調巻線と電源巻線の 2 つの昇圧巻線があります。供給巻線から除去された電圧は整流され、変調巻線を介して出力段のアノードに供給され、アノード・スクリーン変調モードで動作します。 CMOS 上の位相パルス電力レギュレータ変調器はモード B で動作し、高効率 (最大 70%) を実現します。アノード電圧は変調電圧に比例するため、この回路では制御搬送波 (CLC) による変調が実行され、効率が大幅に向上します。/img/tr-la-p1.gifマスターオシレーターは次の回路に従って組み立てられます。トランジスタ T1 の共通ベース (範囲 28 ～ 29.7 MHz) で、約 25 ～ 30 V の励起電圧を与えます。トランジスタ T1 はわずかに高いコレクタ電圧で動作するため、動作するサンプルの特別な選択が必要になる場合があることに注意してください。チョーク Dr1 は、導電層が除去された抵抗 BC-2 に巻かれており、PEL 0.2 ワイヤが 250 回巻かれています。コイル L1 と L2 にはそれぞれ 12 巻の PEL 1.2 ワイヤが含まれています。コイルの直径は12mm、巻き長さは20mmです。猫に曲がります...

高周波コンバータを使用しない調整可能な電源を開発する場合、開発者は、最小出力電圧と大きな負荷電流の場合、調整素子のスタビライザによって大量の電力が消費されるという問題に直面します。これまで、ほとんどの場合、この問題は次の方法で解決されていました。電源トランスの二次巻線に複数のタップを作成し、出力電圧調整範囲全体をいくつかのサブ範囲に分割していました。この原理は、UIP-2 やより最新のものなど、多くのシリアル電源で使用されています。いくつかのサブレンジを持つ電源の使用がより複雑になり、たとえばコンピュータからのそのような電源の遠隔制御もより複雑になることは明らかです。

解決策は、サイリスタの制御整流器を使用することであるように思えました。出力電圧を設定するための 1 つのノブ、または出力電圧調整範囲がゼロ (またはゼロ) からの 1 つの制御信号によって制御される電源を作成することが可能になるためです。ほぼゼロ）から最大値まで。このような電源は、市販の部品から作ることができる。

これまで、サイリスタを備えた制御整流器は電源に関する書籍で詳細に説明されてきましたが、実際には研究室の電源で使用されることはほとんどありません。また、アマチュアの設計でもめったに見られません（もちろん、車のバッテリーの充電器を除く）。この作品がこの現状を変えるきっかけになれば幸いです。

原理的には、ここで説明する回路は、たとえば「Electronics Ts432」TV で行われているように、高周波コンバータの入力電圧を安定させるために使用できます。ここに示す回路は、実験室用の電源や充電器の作成にも使用できます。

私は自分の仕事を、実行した順序ではなく、ほぼ順序立てて説明します。まず一般的な問題を見ていき、次にトランジスタ回路や充電バッテリー用の電源などの「低電圧」設計、次に真空管回路に電力を供給する「高電圧」整流器について見ていきましょう。

容量性負荷を伴うサイリスタ整流器の動作

文献には、抵抗負荷 (白熱灯など) または誘導負荷 (電気モーターなど) を備えた交流または脈動電流で動作する多数のサイリスタ電力レギュレータが記載されています。整流器負荷は通常、リップルを平滑化するためにコンデンサが使用されるフィルタであるため、整流器負荷は本質的に容量性となる可能性があります。

抵抗容量性負荷に対するサイリスタレギュレータを備えた整流器の動作を考えてみましょう。このようなレギュレータの図を図に示します。 1.

米。 1.

ここでは例として、中点を備えた全波整流器を示していますが、ブリッジなどの別の回路を使用して作成することもできます。負荷の電圧を調整することに加えて、サイリスタを使用する場合もありますウンこれらは整流素子 (バルブ) の機能も実行しますが、このモードはすべてのサイリスタで許可されるわけではありません (一部の文字が付いた KU202 サイリスタはバルブとしての動作を許可します)。説明をわかりやすくするために、サイリスタは負荷の両端の電圧を調整するためにのみ使用されると仮定します。ウン、矯正は他のデバイスによって実行されます。

サイリスタ電圧レギュレータの動作原理を図に示します。 2. 整流器の出力 (図 1 のダイオードのカソードの接続点) で、電圧パルスが得られます (正弦波の下半波が「反転」します)。 U直角。リップル周波数 f p 全波整流器の出力における周波数はネットワーク周波数の 2 倍、つまり 100 に等しくなります。 Hz 主電源から電力が供給されている場合 50 Hz 。制御回路は、一定の遅延を伴って電流パルス (オプトサイリスタが使用されている場合は光) をサイリスタ制御電極に供給します。 z 脈動期間の始まり、つまり整流器の電圧が上昇した瞬間を基準にして U直角ゼロに等しくなります。

米。 2.

図 2 は遅延が発生した場合のものです。 z 脈動周期の半分を超えます。この場合、回路は正弦波の入射部分で動作します。サイリスタがオンになるときの遅延が長ければ長いほど、整流された電圧は低くなります。ウンロード中。負荷電圧リップルウンフィルターコンデンサーで平滑化 Cf 。ここおよび以下では、回路の動作を考慮する際にいくつかの簡略化が行われます。電源変圧器の出力抵抗はゼロに等しいとみなされ、整流ダイオードの両端の電圧降下は考慮されず、サイリスタのターンオン時間は次のようになります。考慮されていません。フィルターの容量を再充電すると判明 Cf あたかも瞬時に起こるかのように。実際には、サイリスタの制御電極にトリガパルスを印加した後、フィルタコンデンサの充電にはある程度の時間がかかりますが、通常は脈動周期 T p よりもはるかに短い時間です。

ここで、サイリスタをオンにするのに遅れが生じることを想像してください。 z 脈動周期の半分に相当します (図 3 を参照)。次に、整流器出力の電圧が最大値を超えると、サイリスタがオンになります。

米。 3.

この場合、負荷電圧はウンも最大となり、回路内にサイリスタレギュレータが存在しない場合とほぼ同じになります (開いたサイリスタでの電圧降下は無視します)。

ここで問題が発生します。負荷電圧をほぼゼロから既存の電源変圧器から得られる最高値まで調整したいと仮定します。これを行うには、以前に行った仮定を考慮して、トリガーパルスをサイリスタに正確に適用する必要があります。 U直角最大値を通過します。つまり、 t z = T p /2. サイリスタがすぐには開かないという事実を考慮して、フィルタコンデンサを再充電します Cf また、ある程度の時間がかかるため、トリガパルスは脈動周期の半分よりも若干早く送信する必要があります。 z< T п /2. 問題は、第一に、どれくらい早くなるかを言うのが難しいことです。これは、たとえば、特定のサイリスタインスタンスのターンオン時間や合計 (インダクタンスを考慮) 電源トランスの出力抵抗。第二に、回路が完全に正確に計算および調整されたとしても、ターンオン遅延時間は z 、ネットワーク周波数、したがって周波数と期間 Tp リップル、サイリスタのターンオン時間、その他のパラメータは時間の経過とともに変化する可能性があります。したがって、負荷で最高の電圧を得るにはウン脈動周期の半分よりもはるかに早くサイリスタをオンにすることが望まれます。

まさにそれを行った、つまり遅延時間を設定したと仮定しましょう。 z はるかに少ないT p /2。この場合の回路の動作を特徴付けるグラフを図に示します。 4. サイリスタが半サイクルの半分より前に開いた場合、フィルタコンデンサの充電プロセスが完了するまで開いた状態のままになることに注意してください。 Cf (図 4 の最初のパルスを参照)。

米。 4.

短い遅延時間の場合、 z レギュレータの出力電圧が変動する可能性があります。これらは、トリガパルスがサイリスタに印加された瞬間に負荷の電圧が上昇した場合に発生します。ウン整流器の出力の電圧が高くなります U直角。この場合、サイリスタは逆電圧下にあり、トリガパルスの影響で開くことができません。 1 つ以上のトリガーパルスが失われる可能性があります (図 4 の 2 番目のパルスを参照)。サイリスタが次にオンになるのは、フィルタコンデンサが放電され、制御パルスが印加された瞬間にサイリスタに直流電圧がかかることになります。

おそらく最も危険なケースは、秒ごとのパルスが見逃される場合です。この場合、電源トランスの巻線に直流電流が流れ、その影響でトランスが故障する可能性があります。

サイリスタレギュレータ回路における発振過程の出現を避けるために、サイリスタのパルス制御を放棄することも可能であるが、この場合、制御回路がより複雑になるか、不経済になる。そこで、著者はサイリスタが通常は制御パルスによってトリガされ、発振プロセスが発生しないサイリスタレギュレータ回路を開発しました。このような図を図に示します。 5.

米。 5.

ここでサイリスタは始動抵抗に負荷されます Rp 、およびフィルターコンデンサ C R n 始動ダイオードを介して接続されています VD p 。このような回路では、フィルタコンデンサの電圧に関係なくサイリスタが起動します。 Cf トリガパルスをサイリスタに印加した後、そのアノード電流がまずトリガ抵抗を流れ始めます。 Rp そして電圧がオンになると Rp 負荷電圧を超えてしまいますウン、始動ダイオードが開きます VD p サイリスタのアノード電流がフィルタコンデンサを再充電しますＣｆ．抵抗Rp このような値は、トリガパルスの遅延時間を最小限に抑えてサイリスタの安定した起動を保証するために選択されます。 z 。始動抵抗で一部のパワーが無駄に失われることは明らかです。したがって、上記の回路では、保持電流の低いサイリスタを使用することが望ましく、そうすれば、大きな起動抵抗を使用することができ、電力損失を低減することができる。

図のスキーム。 5 には、負荷電流が追加のダイオードを通過するという欠点があります。 VD p 、整流された電圧の一部が無駄に失われます。この欠点は、起動抵抗を接続することで解消できます。 Rp 別の整流器に接続します。独立した制御整流器を備えた回路。そこから起動回路と起動抵抗に電力が供給されます。 Rp 図に示されています。 6. この回路では、負荷電流が電力整流器のみを流れるため、制御整流器ダイオードは低電力で済みます。

米。 6.

サイリスタレギュレータを備えた低電圧電源

以下に、サイリスタレギュレータを備えた低電圧整流器のいくつかの設計について説明します。自動車のバッテリー充電装置に使用されるサイリスタレギュレータの回路を参考に作成しました（図7参照）。この計画は、私の亡き同志A.G.スピリドノフによってうまく利用されました。

米。 7。

図 (図 7) で丸で囲まれた要素は、小さなプリント基板に取り付けられました。いくつかの同様のスキームが文献に記載されていますが、それらの相違点はほとんどなく、主に部品のタイプと定格が異なります。主な違いは次のとおりです。

1. 異なる容量のタイミングコンデンサが使用されます。つまり、0.5 の代わりにメートルファプト1 メートル F 、それに応じて、異なる値の可変抵抗が追加されます。回路内のサイリスタを確実に起動するために、1 個のコンデンサを使用しました。メートル F.

2. タイミングコンデンサと並列に抵抗を取り付ける必要はありません（3 k W図の 7）。この場合、15 までに可変抵抗が必要ない可能性があることは明らかです。 k W、そして大きさが異なります。タイミングコンデンサと並列の抵抗が回路の安定性に及ぼす影響はまだわかりません。

3. 文献に記載されている回路のほとんどは、KT315 および KT361 タイプのトランジスタを使用しています。時々それらは故障するので、私の回路ではKT816およびKT817タイプのより強力なトランジスタを使用しました。

4. ベース接続ポイントへ pnpおよびnpnコレクタートランジスタの場合、異なる値の抵抗の分圧器を接続できます (10 k Wそして12k W図の 7）。

5. サイリスタ制御電極回路にダイオードを取り付けることができます (下図を参照)。このダイオードは制御回路に対するサイリスタの影響を排除します。

図 (図 7) は一例として示されており、説明付きのいくつかの同様の図が、書籍『Chargers and Start-Chargers: Information Review for Car Enthusiasts / Comp.』に記載されています。 A. G. コーダセビッチ、T. I. コーダセビッチ -M.:NT Press、2005 年。この本は 3 部構成で、人類の歴史におけるほぼすべての充電器が含まれています。

サイリスタ電圧レギュレータを備えた整流器の最も単純な回路を図に示します。 8.

米。 8.

この回路では全波中点整流器が使用されています。これは、含まれるダイオードの数が少ないため、必要なヒートシンクが少なくなり、効率が高くなります。電源トランスには交流電圧用の 2 つの二次巻線があります 15 V 。ここでのサイリスタ制御回路は、コンデンサ C1、抵抗で構成されます。 R 1 ～ R 6、トランジスタ VT 1 および VT 2、ダイオード VD 3。

回路の動作を考えてみましょう。コンデンサC1は可変抵抗を介して充電されます R 2 と定数 R 1. コンデンサの電圧が上昇したとき C 1 抵抗接続点の電圧を超えます R4とR 5、トランジスタが開く VT 1. トランジスタのコレクタ電流 VT 1 が VT を開きます 2. 次に、コレクタ電流 VT 2 が VT を開きます 1. したがって、トランジスタが雪崩のように開き、コンデンサが放電します。 C 1Vサイリスタ制御電極 VS 1. これにより、トリガーとなる衝動が生じます。可変抵抗による変化 R 2トリガパルス遅延時間、回路の出力電圧を調整できます。この抵抗が大きいほど、コンデンサの充電は遅くなります。 C 1の場合、トリガパルス遅延時間が長くなり、負荷での出力電圧が低くなります。

一定の抵抗 R 1、変数と直列に接続 R 2 は最小パルス遅延時間を制限します。大きく減少した場合は可変抵抗の最小位置で R 2、出力電圧が突然消えます。それが理由です R 1 は、回路が安定して動作するように選択されます。 R 2 最小抵抗位置 (最高出力電圧に対応)。

抵抗を使用した回路です R5電力1W 手元に来たからといって。おそらくインストールすれば十分でしょう R5電力0.5W。

抵抗R 制御回路の動作への干渉の影響を排除するために、3つの回路が設置されています。それがなくても回路は動作しますが、たとえばトランジスタの端子に触れると敏感になります。

ダイオード VD 3 サイリスタによる制御回路への影響を排除します。私は経験を通じてそれをテストし、ダイオードを使用すると回路がより安定して動作することを確信しました。つまり、ケチる必要はなく、無尽蔵にあるD226をインストールして、確実に動作するデバイスを作成する方が簡単です。

抵抗R 6 サイリスタ制御電極回路 VS 1 により、動作の信頼性が向上します。場合によっては、この抵抗がより大きな値に設定されたり、まったく設定されなかったりすることがあります。通常、回路はサイリスタがなくても動作しますが、制御電極回路の干渉や漏れによりサイリスタが自然に開く可能性があります。インストールしました R6 サイズ51 Wサイリスタ KU202 の参考データで推奨されているとおりです。

抵抗R7とダイオードVD 図４の回路は、トリガパルスの短い遅延時間でサイリスタを確実に始動させることができる（図５およびその説明を参照）。

コンデンサC 2 は、回路の出力における電圧リップルを平滑化します。

レギュレーターの実験では、車のヘッドライトのランプが負荷として使用されました。

制御回路に電力を供給し、サイリスタを起動するための別個の整流器を備えた回路を図に示します。 9.

米。 9.

この方式の利点は、ラジエーターに取り付ける必要があるパワーダイオードの数が少ないことです。電力整流器のダイオード D242 はカソードで接続されており、共通のラジエーターに取り付けることができることに注意してください。本体に接続されているサイリスタのアノードは負荷の「マイナス」に接続されています。

このバージョンの制御整流器の配線図を図に示します。 10.

米。 10.

出力電圧リップルを平滑化するために使用できます。 L.C. -フィルター。このようなフィルターを備えた制御整流器の図を図に示します。十一。

米。十一。

正確に申し込んだよ L.C. -filter は次の理由からです。

1. 過負荷に対する耐性が高くなります。私は研究室の電源用の回路を開発していたため、過負荷になる可能性が十分にあります。何らかの保護回路を作ったとしても、ある程度の応答時間はあることに注意してください。この間、電源に障害が発生してはなりません。

2. トランジスタフィルタを作成する場合、トランジスタの両端で電圧が確実に降下するため、効率が低くなり、トランジスタにはヒートシンクが必要になる場合があります。

フィルターにはシリアルチョークD255Vを使用しています。

サイリスタ制御回路の可能な変更を検討してみましょう。それらの最初のものを図に示します。 12.

米。 12.

通常、サイリスタレギュレータのタイミング回路は、タイミングコンデンサと可変抵抗を直列に接続して構成されます。可変抵抗の端子の 1 つが整流器の「マイナス」に接続されるように回路を構築すると便利な場合があります。次に、図 12 に示すように、コンデンサと並列に可変抵抗をオンにします。回路に従ってエンジンが低い位置にあるとき、電流の主要部分は抵抗 1.1 を通過します。 k Wタイミングコンデンサ1に入るメートルFして急速充電します。この場合、サイリスタは整流された電圧脈動の「頂点」またはその少し前で起動し、レギュレータの出力電圧が最高になります。回路に従ってエンジンが上の位置にある場合、タイミングコンデンサは短絡しており、その電圧によってトランジスタが開くことはありません。この場合、出力電圧はゼロになります。可変抵抗モーターの位置を変更することで、タイミングコンデンサーを充電する電流の強さを変更でき、トリガーパルスの遅延時間を変更できます。

場合によっては、可変抵抗を使用せずに、他の回路（リモート制御、コンピュータからの制御）からサイリスタレギュレータを制御する必要があります。サイリスタレギュレータの部品には高電圧がかかっていることがあり、直接接続すると危険です。このような場合、可変抵抗の代わりにフォトカプラを使用できます。

米。 13.

サイリスタレギュレータ回路にフォトカプラを接続した例を図に示します。 13. ここではタイプ 4 トランジスタフォトカプラが使用されています N 35. フォトトランジスタのベース (ピン 6) は、抵抗を介してエミッタ (ピン 4) に接続されています。この抵抗により、フォトカプラの伝達係数、速度、温度変化に対する耐性が決まります。著者は、図に示されている抵抗 100 のレギュレータをテストしました。 k W一方、出力電圧の温度依存性は負であることが判明しました。つまり、フォトカプラが非常に加熱された場合（ワイヤのポリ塩化ビニル絶縁体が溶けた場合）、出力電圧は減少しました。これはおそらく、加熱による LED 出力の低下によるものと考えられます。著者は、トランジスタフォトカプラの使用に関するアドバイスをいただいた S. Balashov に感謝します。

米。 14.

サイリスタ制御回路を調整する場合、トランジスタの動作しきい値を調整すると役立つ場合があります。このような調整の例を図に示します。 14.

より高い電圧用のサイリスタレギュレータを備えた回路の例も考えてみましょう (図 15 を参照)。この回路は TSA-270-1 電源トランスの 2 次巻線から電力を供給され、32 の交流電圧を提供します。 V 。図に示されている部品の定格は、この電圧に対して選択されています。

米。 15.

図のスキーム。 15 を使用すると、出力電圧を 5 からスムーズに調整できます。 1V～40V これはほとんどの半導体デバイスに十分であるため、この回路は実験室用電源の製造の基礎として使用できます。

この回路の欠点は、開始抵抗でかなりの電力を消費する必要があることです。 R 7. サイリスタ保持電流が低いほど、値が大きくなり、始動抵抗の電力が小さくなることが明らかです。 R したがって、ここでは保持電流の低いサイリスタを使用することが好ましい。

従来のサイリスタに加えて、オプトサイリスタもサイリスタレギュレータ回路で使用できます。図では、 16. オプトサイリスタ TO125-10 の図を示します。

米。 16.

ここでは、光サイリスタが通常の代わりに単にオンになっていますが、フォトサイリスタと LED は互いに絶縁されており、サイリスタレギュレータで使用する回路は異なる場合があります。 TO125 サイリスタの保持電流が低いため、始動抵抗が小さくなることに注意してください。 R 7 の回路は、図 7 の回路よりも消費電力が少なくなります。 15. 著者は大きなパルス電流でオプトサイリスタ LED を損傷するのを恐れたので、回路に抵抗 R6 を含めました。結局のところ、回路はこの抵抗なしでも動作し、抵抗なしでは回路は低出力電圧でより良く動作します。

サイリスタレギュレータ付き高圧電源

サイリスタレギュレータを備えた高圧電源の開発では、V.P.ビュレンコフ社（PRZ）が溶接機用に開発した光サイリスタ制御回路をベースに、この回路用のプリント基板を開発・生産しました。著者は、そのようなボードのサンプルを提供してくれたVP Burenkovに感謝の意を表します。ビュレンコフが設計した基板を使用した調整可能な整流器のプロトタイプの 1 つの図を図に示します。 17.

米。 17.

プリント基板に実装されている部品は図中点線で囲った部分です。図からわかるように。 16、ダンピング抵抗が基板に取り付けられています R1とR 2、整流器ブリッジ VD 1 およびツェナーダイオード VD 2 および VD 3. これらの部品は 220V 電源用に設計されています V 。プリント回路基板を変更せずにサイリスタレギュレータ回路をテストするために、TBS3-0.25U3 電源変圧器が使用されました。その二次巻線は、交流電圧 200 が除去されるように接続されています。 V つまり、ボードの通常の電源電圧に近い電圧です。制御回路は上記と同様に動作します。つまり、コンデンサ C1 はトリマ抵抗を介して充電されます。 R 5と可変抵抗（ボードの外側に取り付けられます）を、その両端の電圧がトランジスタのベースの電圧を超えるまで接続します。 VT 2、その後、トランジスタ VT 1 と VT2 が開き、コンデンサ C1 は開いたトランジスタとフォトカプラサイリスタの LED を介して放電されます。

この回路の利点は、トランジスタが開く電圧を調整できることです ( R 4) およびタイミング回路の最小抵抗 (使用 R 5)。実際にやってみるとわかるように、このような調整ができることは、特に回路がランダムな部品から素人的に組み立てられた場合に非常に役立ちます。トリマ R4 と R5 を使用すると、広範囲の電圧調整とレギュレータの安定した動作を実現できます。

私はこの回路を使用したサイリスタレギュレータの開発に向けて研究開発を開始しました。その中で、サイリスタが容量性負荷で動作しているときにトリガパルスの欠落が発見されました（図4を参照）。レギュレータの安定性を高めたいという要望から、図の回路が登場しました。 18. その中で、著者は始動抵抗を備えたサイリスタの動作をテストしました (図 5 を参照)。

米。 18.

図の図では、 18. 図の回路と同じ基板が使用されています。 17 では、ダイオードブリッジのみが削除されています。ここでは、負荷と制御回路に共通の 1 つの整流器が使用されます。図の図で注意してください。回路が安定して動作し始めるこの抵抗の最大値を決定するために、並列接続されたいくつかの開始抵抗から 17 個の開始抵抗が選択されました。ワイヤ抵抗 10 は、オプトサイリスタのカソードとフィルタコンデンサの間に接続されています。W。オプトリスタを通る電流サージを制限するために必要です。この抵抗が確立されるまで、可変抵抗ノブを回した後、オプトサイリスタは整流された電圧の 1 つ以上の半波全体を負荷に渡します。

実施した実験に基づいて、実用に適したサイリスタレギュレータを備えた整流回路を開発しました。それを図に示します。 19.

米。 19.

米。 20.

プリント基板SCR 1M 0 (図 20) は、最新の小型電解コンデンサとワイヤ抵抗器を次のタイプのセラミックハウジングに取り付けるように設計されています。 S.Q.P. 。著者は、このプリント回路基板の製造とテストに協力してくれた R. Peplov に感謝の意を表します。

著者は最高出力電圧 500 の整流器を開発して以来、 V ネットワーク電圧の低下に備えて、出力電圧にある程度の余裕を持たせる必要がありました。図に示すように、電源トランスの巻線を接続し直すことで出力電圧を高めることができることがわかりました。 21.

米。 21.

図の図にも注目してください。 19と基板図。 20はさらなる発展の可能性を考慮して設計されています。これをボード上で行うには SCR1M 0 共通ワイヤからの追加のリード線があります GND1とGND 2、整流器から DC1

サイリスタレギュレータ付整流器の開発・設置 SCR1M 0はPSUの学生R.ペロフと共同で実施されました。 C 彼の協力を得てモジュールの写真が撮影されました SCR1M 0とオシログラム。

米。 22. SCR 1 M モジュールの図部品側から0

米。 23. モジュールビュー SCR1M 0 はんだ面

米。 24. モジュールビュー SCR1M0側

表 1. 低電圧でのオシログラム

いいえ。	最小電圧レギュレータの位置	スキームによると	ノート
		VD5 カソードで	5V/div 2ms/div
		コンデンサC1について	2V/div 2ms/div
		つまり、接続 R2 と R3	2V/div 2ms/div
		サイリスタのアノードで	100V/div 2ms/div
		サイリスタのカソードで	50V/div 2ms/de

表 2. 平均電圧でのオシログラム

いいえ。	電圧調整器の中間位置	スキームによると	ノート
		VD5 カソードで	5V/div 2ms/div
		コンデンサC1について	2V/div 2ms/div
		つまり、接続 R2 と R3	2V/div 2ms/div
		サイリスタのアノードで	100V/div 2ms/div
		サイリスタのカソードで	100V/div 2ms/div

表 3. 最大電圧でのオシログラム

いいえ。	最大電圧調整器の位置	スキームによると	ノート
		VD5 カソードで	5V/div 2ms/div
		コンデンサC1について	1V/div 2ms/div
		つまり、接続 R2 と R3	2V/div 2ms/div
		サイリスタのアノードで	100V/div 2ms/div
		サイリスタのカソードで	100V/div 2ms/div

この欠点を解消するために、レギュレータ回路を変更しました。 2 つのサイリスタが取り付けられ、それぞれが独自の半サイクルに対応しました。これらの変更を加えて、回路を数時間テストしましたが、「エミッション」は検出されませんでした。

米。 25. 変更を加えたSCR 1 M 0回路

（オプション1）

単位時間当たり一定数の電流半サイクルを負荷に流す原理に基づいて動作するトライアック電力レギュレータでは、その数が均一であるという条件が満たされなければなりません。多くのよく知られたアマチュア無線 (だけではありません) の設計では、これに違反しています。読者には、この欠点のないレギュレータが提供されます。その図をに示します。 米。 1.

電源ユニット、調整可能なデューティサイクルパルス発生器、およびトライアックを制御するパルス整形器があります。電源ユニットは、電流制限抵抗R2とコンデンサC1、ダイオードVD3、VD4の整流器、ツェナーダイオードVD5、平滑コンデンサSZという古典的なスキームに従って作られています。要素 DD1.1、DD1.2、および DD1.4 に組み立てられた発生器のパルス周波数は、コンデンサ C2 の静電容量と可変抵抗器 R1 の両端間の抵抗に依存します。同じ抵抗がパルスのデューティサイクルを調整します。要素 DD1.3 は、抵抗 R3 と R4 の分圧器を介して出力 1 に供給される主電源電圧の周波数を持つパルス発生器として機能し、各パルスは主電源電圧の瞬時値がゼロに遷移する付近で始まります。要素 DD1.3 の出力から、これらのパルスは制限抵抗 R5 および R6 を通ってトランジスタ VT1、VT2 のベースに到達します。トランジスタによって増幅された制御パルスは、分離コンデンサ C4 を通ってトライアック VS1 の制御電極に入力されます。ここで、それらの極性は、その瞬間にピンに印加される主電源電圧の符号に対応します。トライアック2個。要素 DD1.1 と DD1.2、DD1.3 と DD1.4 が 2 つのトリガーを形成するという事実により、要素 DD1.3 のピン 2 に接続された要素 DD1.4 の出力レベルは反対に変化します。主電源電圧の負の半サイクルのみ。要素ＤＤ１．３、ＤＤ１．４のトリガが、要素ＤＤ１．３の出力がローレベルであり、要素ＤＤ１．４の出力がハイレベルである状態にあると仮定する。この状態を変更するには、要素 DD1.4 のピン 6 に接続されている要素 DD1.2 の出力のハイレベルがローになる必要があります。そして、これは、要素 DD1.2 のピン 8 でハイレベルが設定された瞬間に関係なく、要素 DD1.1 のピン 13 に供給される主電源電圧の負の半サイクルでのみ発生します。制御パルスの形成は、要素 DD1.3 のピン 1 に主電源電圧の正の半サイクルが到着すると始まります。ある時点で、コンデンサ C2 の再充電の結果、素子 DD1.2 のピン 8 のハイレベルがローに変化し、素子の出力に高電圧レベルが設定されます。ここで、要素 DD1.4 の出力のハイレベルもローに変化しますが、それは要素 DD1.3 のピン 1 に供給される電圧の負の半サイクルの間だけです。その結果、制御パルス整形器の動作サイクルは主電源電圧の負の半サイクルの終わりに終了し、負荷に印加される電圧の半サイクルの総数は偶数になります。デバイス部品の主要部分は片面印刷の基板に実装されており、その図は次のとおりです。 米。 2.

ダイオード VD1 と VD2 は可変抵抗器 R1 の端子に直接はんだ付けされ、抵抗器 R7 はトライアック VS1 の端子にはんだ付けされます。トライアックには、約400cm2の放熱表面積を持つ工場製のリブ付きヒートシンクが装備されています。固定抵抗器はMLT、可変抵抗器はR1 - SPZ-4aMを使用しました。これは、同じまたはそれ以上の別の抵抗に置き換えることができます。抵抗R3とR4の値は同じでなければなりません。コンデンサC1、C2 - K73-17。信頼性の向上が必要な場合は、酸化物コンデンサ C4 をフィルムコンデンサ (たとえば、63 V で K73-17 2.2...4.7 μF) に置き換えることができますが、プリント基板のサイズを大きくする必要があります。
KD521A ダイオードの代わりに、他の低電力シリコンダイオードも適しており、D814V ツェナーダイオードは、9 V の安定化電圧を備えた最新のものと置き換えられます。トランジスタ KT3102V、KT3107G の代替 - 対応する他の低電力シリコンダイオード構造。トライアック VS1 を開く電流パルスの振幅が不十分な場合、抵抗 R5 と R6 の抵抗を下げることができません。コレクタとエミッタ間の電圧が 1 V のとき、電流伝達係数ができるだけ高いトランジスタを選択することをお勧めします。VT1 の場合は 150 ～ 250、VT2 の場合は 250 ～ 270 にする必要があります。設置が完了したら、50 ～ 100 オームの抵抗を持つ負荷をレギュレータに接続し、ネットワークに接続できます。 300 ～ 600 V DC 電圧計を負荷に並列に接続します。トライアックが主電源電圧の両方の半サイクルで安定して開く場合、電圧計の針はゼロからまったく逸脱しないか、ゼロ付近でわずかに変動します。電圧計の針が一方向にのみずれている場合は、同じ符号の半周期でのみトライアックが開くことを意味します。矢印の偏向方向は、トライアックが閉じたままになるトライアックに印加される電圧の極性に対応します。通常、トライアックの正しい動作は、電流伝達係数の高いトランジスタ VT2 を取り付けることで実現できます。

トライアックのパワーレギュレーターです。
(オプション2)

提案されたトライアック電力調整器 (図を参照) は、加熱装置 (はんだごて、電気ストーブ、ストーブなど) の有効電力を調整するために使用できます。照明器具の明るさを変更するために使用することはお勧めできません。激しく点滅します。レギュレータの特別な機能は、主電源電圧がゼロを超えたときにトライアックをスイッチングすることで、ネットワーク干渉を引き起こさず、負荷に供給される主電源電圧の半サイクル数を変更することによって電力を調整します。

シンクロナイザは、論理要素 EXCLUSIVE OR DD1.1 に基づいて作成されます。その特徴は、入力信号が互いに異なる場合に出力にハイレベル（論理「1」）が現れ、入力信号が一致する場合にローレベル（「0」）が現れることです。この結果、「G は、主電源電圧がゼロと交差するときにのみ DD1.1 出力に現れます。調整可能なデューティサイクルを備えた方形パルス発生器は、論理要素 DD1.2 および DD1.3 で作成されます。これらの要素に電力を供給すると、インバータが生成され、方形パルス発生器が完成します。パルス周波数は約 2 Hz で、パルスの持続時間は抵抗 R5 によって変更されます。

抵抗 R6 とダイオード VD5 について。 VD6 には 2I マッチング回路が搭載されています。出力のハイレベルは、2 つの「1」が一致した場合 (同期パルスとジェネレーターからのパルス) にのみ現れます。その結果、同期パルスのバーストが出力 11 DD1.4 に現れます。要素 DD1.4 はパルスリピーターであり、その入力の 1 つが共通バスに接続されています。
トランジスタ VT1 には制御パルス整形器が含まれています。エミッタからの短いパルスのパックは、主電源電圧の半サイクルの開始と同期して、トライアック VS1 の制御遷移に到達し、VS1 を開きます。電流は RH を流れます。

トライアック電源レギュレータには、R1-C1-VD2 チェーンを通じて電力が供給されます。ツェナーダイオード VD1 は電源電圧を 15 V に制限します。ツェナーダイオード VD1 からダイオード VD2 までの正のパルスがコンデンサ SZ を充電します。
安定化電力が高い場合、トライアック VS1 をラジエーターに取り付ける必要があります。次に、KU208G タイプのトライアックを使用すると、最大 1 kW の電力を切り替えることができます。ラジエーターの寸法は、1 W の消費電力に対して、約 10 cm2 のラジエーターの有効表面積が必要であるという計算から概算できます (トライアック本体自体が 10 W の電力を消費します)。より多くの電力を得るには、TS2-25-6 などのより強力なトライアックが必要です。 25 A の電流を切り替えることができます。トライアックは、少なくとも 600 V の許容逆電圧を備えて選択されます。並列接続されたバリスタ (CH-1-1-560 など) でトライアックを保護することをお勧めします。。たとえば、ダイオード VD2...VD6 は任意の回路で使用できます。 KD522B または KD510A ツェナーダイオード - 低電力電圧 14 ～ 15 V ならどれでも使用できます。D814D も使用できます。

トライアック電力レギュレータは、寸法 68x38 mm の片面グラスファイバー製のプリント基板上に配置されています。

シンプルなパワーレギュレーター。

最大 1 kW (0% ～ 100%) の電力レギュレータ。
回路は複数回組み立てられており、調整やその他の問題なく動作します。当然のことながら、300ワットを超える電力のラジエーターにはダイオードとサイリスタが必要です。それ以下の場合は、部品のハウジング自体で冷却に十分です。
当初、この回路には MP38 や MP41 などのトランジスタが使用されていました。

以下に提案する計画は、暖房用電気機器の電力を削減します。回路は非常にシンプルで、アマチュア無線の初心者でも簡単に操作できます。より強力な負荷を制御するには、サイリスタをラジエーター (150 cm2 以上) 上に配置する必要があります。レギュレータによって生じる干渉を排除するには、入力にチョークを取り付けることをお勧めします。

親回路にはKU208Gトライアックが搭載されていましたが、スイッチングパワーが低く満足できませんでした。いくつか探した結果、輸入トライアックBTA16-600を見つけました。最大スイッチング電圧は 16A の電流で 600 ボルトです。
すべての MLT 抵抗は 0.125 です。
R4 - SP3-4aM;
コンデンサは、250 ボルトの 1 マイクロファラッド、タイプ K73-17 を 2 個 (並列接続) して構成されています。
図に示されているデータにより、次の結果が得られました。 40 から主電源電圧までの電圧調整。

レギュレーターは標準のヒーターハウジングに挿入できます。

回路は掃除機のレギュレータ基板からコピーしたものです。