「品質指標」という用語を紹介しましょう。

(20)

Mの値は図から分かります。 図１２は、ｐチャネルＦＥＴの典型的な伝達特性を示す。

U z.i =0 における曲線の傾きは S max に等しくなります。 点 U z.i =0 での接線が横軸と交差するまで続く場合、この軸上のセグメント U ots /M が切断されます。 これは、(20) に基づいて簡単に示すことができます。

(21)

したがって、M は電界効果トランジスタの流れ特性の非線形性の尺度になります。 B は、拡散法を使用して電界効果トランジスタを製造する場合、M = 2 であることを示しています。

式 (21) を使用して電流 I c0 の値を見つけてみましょう。

その値を (19) に代入すると、次のようになります。

式 (1) で R i >>R n とすると、共通ソースを備えた回路の電圧利得は次のようになります。

(23)

ゲイン (23) の値を式 (22) に代入すると、次のようになります。

(24)

関係式 (24) から、次の結論を導き出すことができます。与えられた電源電圧では、カスケード ゲインは電界効果トランジスタのカットオフ電圧に反比例します。 したがって、拡散法で製造された電界効果トランジスタの場合、M = 2、U ots1 = 1.5 V (KP103E)、U ots2 = 7 V (KP103M)、電源電圧 12.6 V、U c = 7 V でのゲイン係数は次のようになります。カスケードの はそれぞれ 7.5 と 1.6 に等しくなります。 負荷抵抗 R n を増加させることによって U c が 1.6 V に減少すると、PT1 によるカスケードのゲインはさらに増加し​​ます。この場合、一定の電源電圧 E p では、トランジスタの出力が低いことに注意してください。相互コンダクタンスは、より高い相互コンダクタンスを持つトランジスタよりも高い電圧利得を提供できます (負荷抵抗が高いため)。

負荷抵抗 Rн が低い場合、(S の増加により) より高いゲインを得るために、高いカットオフ電圧を持つ電界効果トランジスタを使用することをお勧めします。

カットオフ電圧が低いトランジスタの場合、温度によるドレイン電流の変化はカットオフ電圧が高いトランジスタよりもはるかに小さいため、動作点を安定させるための要件は低くなります。 ドレイン電流の温度係数をゼロに設定するゲート バイアスでは、カットオフ電圧が低いトランジスタのドレイン電流は、カットオフ電圧が高いトランジスタよりも大きくなります。 さらに、2 番目のトランジスタのゲート バイアス電圧 (温度係数ゼロで) が高いため、トランジスタはその特性の非線形性がより影響を受けるモードで動作します。

所定の電源電圧に対して、低カットオフ電圧 FET はより大きなダイナミック レンジを提供します。 たとえば、電源電圧が 15 V、関係式 (18) から計算される最大負荷抵抗が 0.8 および 5 V のカットオフ電圧を持つ 2 つのトランジスタから、最初のトランジスタの出力で出力信号の 2 倍の振幅を得ることができます。 (E p と U ots の差として定義)、14.2 V に相当しますが、2 番目の場合はわずか 10 V です。E p が減少すると、ゲインの差はさらに明白になります。 したがって、電源電圧が 5 V に低下すると、最初のトランジスタの出力電圧の倍振幅は 4.2 V になりますが、2 番目のトランジスタをこれらの目的に使用することはほとんど不可能です。

アンプの非線形歪み

DC アンプで発生する非線形歪みの量は、バイアス、動作電圧、負荷抵抗、入力信号レベル、電界効果トランジスタの特性など、多くの回路パラメータによって決まります。

正弦波電圧 U 1 sinωt がソース共通のアンプの入力に印加されると、ゲート-ソース回路の合計電圧の瞬時値を書くことができます。

U z.i = E cm + U 1 sinωt

ここで、E cm はゲートに印加される外部バイアス電圧です。

ゲート電圧に対するドレイン電流の二次依存性 (1) を考慮すると、ic の瞬時値は次のようになります。

(24a)

式 (24a) の括弧を開けると、ドレイン電流の詳細な式が得られます。

式 (24b) から、出力信号には、定数成分および 1 次高調波とともに、入力信号周波数の 2 次高調波が含まれていることは明らかです。

非線形歪みは、出力信号の基本高調波の rms 値に対するすべての高調波の rms 値の比によって決まります。 この定義を使用すると、式 (24b) から、(E cm -U ots) から I c0 までを表す高調波係数が求められます。

(24v)

PT の実際の流量特性は式 (1) で説明されるものとは異なるため、式 (24c) は近似結果のみを示します。

非線形歪みを最小限に抑えるには、次のことが必要です。

出力信号の最大低下時に条件が満たされるように、U c.i の値を十分に大きく維持します。

U s.i ≧(1.5...3)U s.i

ブレークダウンに近いゲート-ドレイン電圧で動作させないでください。
- 十分な大きさの負荷抵抗を選択してください。

図では、 図１６のｃは、電界効果トランジスタが大きなＲ ｎ で動作し、低歪みおよび高利得を保証する回路を示す。 ここでは、第２の電界効果トランジスタＴ２が負荷抵抗として使用される。 この回路は、E Supply = 9 V で約 40 dB の電圧ゲインを提供します。

最小の歪みを提供する FET のタイプの選択は、入力信号レベル、電源電圧、および必要な帯域幅によって異なります。 出力信号レベルが大きく帯域幅が大きいため、Uref が大きい PT が望ましいです。 入力信号レベルまたは電源電圧が低い場合は、U が低い PT が推奨されます。

ゲインの安定化

PT の ULF ゲインは、他のアクティブ要素と同様に、さまざまな不安定要因の影響を受け、その影響を受けて値が変化します。 これらの要因の 1 つは周囲温度の変化です。 これらの現象に対処するために、バイポーラ トランジスタに基づく回路と同じ方法が一般に使用されます。つまり、電流と電圧の両方で負のフィードバックを使用し、1 つ以上のカスケードをカバーし、温度依存要素を回路に導入します。

pn 接合を備えた電界効果トランジスタでは、温度の影響により、逆バイアスされたゲート電流が指数関数的に変化し、ドレイン電流と相互コンダクタンスが変化します。

ゲート電流 I g の変化によるゲインへの影響は、ゲート回路内の抵抗 R g の抵抗値を下げることによって弱めることができます。 バイポーラトランジスタの場合と同様に、ドレイン電流の変化の影響を軽減するには、負の DC フィードバックを使用できます (図 13a)。

ゲインに対する傾き S の変化の影響を軽減するいくつかの方法を詳しく見てみましょう。

微弱信号増幅モードでは、温度が上昇するにつれて、補償されていない電界効果トランジスタ段のゲインが低下します。 たとえば、図の回路のゲインは次のようになります。 図１３に示すように、２０℃で１３．５に等しいａは、＋６０℃では１２に減少する。この減少は主に、電界効果トランジスタの傾きの温度変化によるものである。 ドレイン電流 I s、ゲート・ソース間電圧 U g.i 、ソース・ドレイン間電圧 U c.i などのバイアス パラメータは、既存の DC フィードバックによってわずかに変化します。

米。 13. ゲイン安定化機能を備えたアンプ回路。

a - 補償されていないカスケード。 b - 補償された増幅段。 c - OOS を備えた補償された増幅段。 g -過渡特性。

ゲートとソース間の負帰還回路にいくつかの通常のダイオードを含めることにより (図 13、b)、追加の段を導入することなくアンプのゲインを安定させることができます。 温度が上昇すると、各ダイオードの順方向電圧が低下し、その結果、電圧 U c.i が低下します。

結果として生じる電圧の変化により、傾き S が温度変化の特定の制限内で比較的安定するように動作点が移動することが実験的に示されています (図 13、d)。 たとえば、図の回路によるアンプのゲインは次のようになります。 11に等しい13、bは、20〜60℃の温度変化の範囲内でその値を実質的に保持します（Kおよび1％のみ変化します）。

ゲートとソース間に負のフィードバックを導入すると (図 13、c)、ゲインは低下しますが、安定性は向上します。 アンプのゲインは図のとおりです。 図 13 の c (9 に等しい) は、温度が 20 度から 60 度に変化しても実質的に変化しません。

動作点とダイオードの数を慎重に選択することにより、ゲインは 100°C までの範囲で 1% の精度で安定します。

アンプの周波数特性に対する PT 入力容量の影響の低減

図に示すソースフォロワの場合、 図 11、a の等価回路 (図 11、b) に従って、入力回路の時定数は次のように実際の計算に十分な精度で決定できます。

τ in = R g [C g + C z.s + C z.i (1 - K i)]、(25)

ここで、R g と C g は信号源のパラメータです。

式 (25) から、入力回路の時定数は静電容量 C z.s と C z.i に直接依存し、環境保護の影響による静電容量 Cz.i は (1-K と ) だけ減少することが明らかです。 )回。

しかしながら、従来のソースフォロワ回路において（容量Ｃ s.i. の影響を排除するために）１に近い電圧利得を得ることは、電界効果トランジスタの耐圧が低いことに伴う困難を伴う。 したがって、最大ドレイン電流 I c0 = 0.5 mA、最大傾き 0.7 mA/V の電界効果トランジスタ KP102E で 0.98 の電圧ゲインを得るには、抵抗 R n = 65 kOhm を使用する必要があります。 。 I c0 = 0.5 mAでは、抵抗R n での電圧降下は約32.5 Vになり、電源電圧は少なくともこの電圧よりU ots だけ大きくなければなりません、つまりE p = 35 Vです。

1 に近いゲインを得るために高い電源電圧を使用する必要性を避けるために、実際には電界効果トランジスタとバイポーラ トランジスタをベースにした複合フォロワ回路がよく使用されます。

図では、 図１４のａは、トラッキングリンクを備えたソースフォロワと呼ばれる、そこで使用されるトランジスタの種類とそれらの接続回路の両方によって結合された回路を示す。 電界効果トランジスタＴ１のドレインはバイポーラトランジスタＴ２のベースに接続され、バイポーラトランジスタＴ２のコレクタから入力信号と逆位相で信号が電界効果トランジスタのソース端子に供給される。 抵抗R5とR6を選択することで、ソースの信号電圧を入力電圧と等しくすることができ、容量Cの影響を排除できます。

ゲートバイアス回路に設けられた抵抗Ｒ１は、大容量のコンデンサＣ２を介してトランジスタＴ１のソースに接続されている。 バイアス回路の実効抵抗は、抵抗 R1 の抵抗値とフィードバック係数によって決まります。

(35)

ここで、U および はトランジスタ T1 のソースにおける信号振幅です。

米。 14. 入力容量を低減したアンプ回路。

a - トラッキングリンク付きのソースフォロワー。 b - 容量が減少したC z.s; c - 動的負荷を伴うソースフォロア。

バイポーラ トランジスタ T2 の β の値が大きい場合、回路のゲインは次の式で概算できます。

(36)

アンプが低周波数で動作するように設計されている場合は、抵抗 R6 をコンデンサ C3 でバイパスできます (図 14a の点線で示されています)。 この場合、周波数の上限は次の式で決まります。

(37)

上では、ソースフォロワで 1 に近いゲインを得ることで、アンプの周波数応答に対するゲート-ソース間容量 C の影響を軽減する方法について説明しました。 静電容量 C z.s の影響は変化しませんでした。

アンプの周波数特性は、回路の入力回路のゲート・ドレイン静電容量を弱めることでさらに改善できます。

ゲートとドレイン間の静電容量の影響を軽減するには、上記と同様の方法を使用して、静電容量 C g.i. の影響を軽減する、つまり、コンデンサの両端の信号電圧を下げることができます。 図に示した図では、 図１４のｂに示すように、容量Ｃ z.s の影響は大幅に低減され、カスケードの入力容量は回路内の部品の配置と設置容量によってほぼ完全に決定される。

トランジスタ T1 の最初の段のドレイン回路には小さな負荷があり、ソースから取られた信号のソースフォロワです。 出力信号は、バイポーラ トランジスタを使用する共通コレクタ段に供給されます。

容量 C3.s の影響を軽減するために、出力段 (エミッタフォロワ) からの信号は、入力信号と同相でコンデンサ C2 を介してトランジスタ T1 のドレインに供給されます。 補償効果を高めるためには、初段の透過係数を高める対策が必要です。 これは、エミッタフォロワからの信号をバイアス抵抗器 R3 に印加することによって実現されます。 その結果、ドレインにかかる電圧が大きくなり、負帰還がより効きやすくなります。 さらに、初段の透過係数を大きくすると、静電容量 C z.i の影響がさらに小さくなります。

ゲート容量を減らすためにリストされた方法を使用しない場合、通常、入力容量は非常に大きくなります（KP103 トランジスタの場合、入力容量は 20 ～ 25 pF です）。 その結果、入力容量を0.4～1pFまで低減することが可能です。

ドレインへの追跡フィードバックによってカバーされる、動的負荷を伴うソース フォロワ (Yu. I. Glushkov および V. N. Semenov の資料に基づく) を図に示します。 14、c。 このような回路の助けを借りて、ソースフォロワの伝達係数に対する電界効果トランジスタμの静的利得の影響を排除し、また静電容量C g.s を低減することが可能である。 トランジスタ T2 は安定した電流発生器として機能し、電界効果トランジスタ T1 のソース回路に電流を設定します。 トランジスタ T3 は、交流で動作する電界効果トランジスタのドレイン回路内の動的負荷です。 ソースフォロワーパラメータ:

経済的な VLF

開発者は、低電圧電源で動作する経済的な低周波アンプを作成するという課題に直面することがあります。 このような増幅器では、カットオフ電圧 U otc と飽和電流 I c0 が低い電界効果トランジスタを使用できます。 これらの回路には、真空管やバイポーラ トランジスタ回路よりも明らかに利点があります。

経済的な電界効果トランジスタアンプの動作点の選択は、最小の電力損失を得る条件に基づいて決定されます。 これを行うために、バイアス電圧 U c.i はカットオフ電圧とほぼ等しくなるように選択され、ドレイン電流はゼロになる傾向があります。 このモードでは、トランジスタの加熱が最小限に抑えられるため、ゲートリーク電流が低くなり、入力抵抗が高くなります。 低ドレイン電流で必要な利得は、負荷抵抗を増加することによって達成されます。

経済的な低周波増幅器では、図に示すカスケード回路が広く使用されています。 10、b. この回路では、ソース回路の抵抗の両端にバイアス電圧が生成され、温度変動やパラメータ変動の影響からモードを安定させる負の電流フィードバックが生成されます。

図に従って作成された経済的なULFカスケードを計算するための次の手順を提案できます。 10、b.

1. 最小の電力損失を得る条件に基づいて、カットオフ電圧 U ots と飽和電流 I c0 が低い電界効果トランジスタを選択します。
2. 電流 I c (単位 - 数十マイクロアンペア) によって電界効果トランジスタの動作点を選択します。
3. カットオフ電圧に近いバイアス電圧では、ドレイン電流は次の式で近似的に決定できることを考慮します。

Rc ≈ U ots /R および (38)

電源回路抵抗

Ri ≈ U ots /I および (39)

4. 必要なゲインに基づいて、R n を求めます。 ゲイン以来

(40)

次に、微分ドレイン・ソース抵抗 R i の分路効果を無視し、S の代わりに (40) のドレイン電流の式を微分することによって得られた値を代入すると、次のようになります。

(41)

最後の式から、必要な負荷抵抗がわかります。

(42)

これでアンプの計算が終了し、調整プロセス中に抵抗器 R n と R i の値のみが指定されます。

図では、 図 15 は、容量性センサー (たとえば、圧電セラミック水中聴音器) で動作する経済的な低周波増幅器の実際の図を示しています。

2 つのトランジスタ T2 と T3 で構成される出力アンプのバイアス電流が低いため、プリアンプ全体の消費電力は 13 μW です。 プリアンプは、1.35 V の電源電圧で 10 µA の電流を消費します。

米。 15. 経済的なアンプの回路図。

プリアンプの入力インピーダンスは抵抗 R1 の抵抗値によって決まります。 電界効果トランジスタの実際の入力抵抗は、抵抗 R1 の抵抗よりも一桁大きいため無視できます。

小信号モードでは、プリアンプ入力段はソース接地回路と等価ですが、バイアス回路はソースフォロワ回路のように設計されています。

この回路で使用される電界効果トランジスタは、ゲート電圧 U z.i = 0 での小さなカットオフ電圧 Uots と小さなドレイン電流 I c0 を持たなければなりません。

電界効果トランジスタチャネルＴ１の導電率はドレイン電流に依存し、後者は重要ではないため、導電率も小さい。 したがって、ソース接地回路の出力抵抗は抵抗R2の抵抗値で決まります。 アンプの出力インピーダンスが 4 kΩ であるため、電圧ゲインは 5 (14 dB) です。

動的負荷による ULF カスケード

電界効果トランジスタを使用すると、動的負荷を伴う低周波増幅回路を簡単に実装できます。 負荷抵抗が一定であるレオスタティック増幅段と比較して、動的負荷を持つアンプはより高い電圧利得を持ちます。

動的負荷を伴うアンプの回路図を図に示します。 16、a.

能動素子である電界効果トランジスタ T2 は、電界効果トランジスタ T1 のドレイン負荷の動的抵抗として使用され、その内部抵抗はトランジスタ T1 のドレインにおける信号の振幅に依存します。 トランジスタＴ１は共通ソース回路に従って接続され、Ｔ２は共通ドレイン回路に従って接続される。 直流の場合、両方のトランジスタが直列に接続されます。

米。 16. 動的負荷を備えたアンプの概略図。

a - 2 つの PT 上。 b - PT およびバイポーラ トランジスタ上。 c - 最小限の詳細情報。

入力信号Ｕｉｎは、電界効果トランジスタＴ１のゲートに供給され、トランジスタＴ２のソースから取り出される。

増幅カスケード (図 16、a) は、多段増幅器を構築する場合の標準的なものとして機能します。 KP103Zh タイプの電界効果トランジスタを使用する場合、カスケードには次のパラメータがあります。

カットオフ電圧の低い FET を使用すると、カットオフ電圧の高い FET を使用した場合よりも高い電圧利得が得られることに注意してください。 これは、カットオフ電圧が低い PT の内部 (動的) 抵抗が、カットオフ電圧が高い PT よりも高いという事実によって説明されます。

通常のバイポーラトランジスタも動的抵抗として使用できます。 この場合、電圧利得は、動的負荷で電界効果トランジスタを使用する場合よりもわずかに高くなります(R i が大きいため)。 ただし、この場合、動的負荷を伴う増幅段を構築するために必要な部品の数が増加します。 このようなカスケードの概略図を図に示します。 図 16 の b に示されているパラメータは、図 16 に示されている以前のアンプのパラメータに近いです。 16、a.

低電源電圧の低ノイズULFで高いゲインを得るには、ダイナミック負荷を備えたアンプを使用する必要があります。

図では、 図１６のｃは、部品点数を最小限に抑えたダイナミック負荷を備えた増幅段を示しており、この回路は低ノイズレベルで最大４０ｄＢのゲインを実現している。 この回路の電圧ゲインは次の式で表すことができます。

(43)

ここで、S max1 はトランジスタ T1 の相互コンダクタンスです。 R i1 、R i2 はそれぞれトランジスタ T1 と T2 の動的抵抗です。

ULF オンチップ

K2UE841 タイプのマイクロ回路は、業界で最初に開発された線形マイクロ回路の 1 つです。 これは、電界効果トランジスタを使用して組み立てられた深い負帰還 (フォロワ) を備えた 2 段アンプです。 このタイプのマイクロ回路は、高感度の広帯域アンプの入力段として、ケーブルを介して信号を送信する際のリモート段として、アクティブフィルター回路や、高入力および低出力インピーダンスと安定した伝送係数を必要とするその他の回路で広く使用されています。

このような増幅器の回路図を図に示します。 17、a; マイクロ回路をオンにする方法を図に示します。 17、b、c、d。

出力で短絡が発生した場合に出力トランジスタを過負荷から保護するために、回路には抵抗 R3 が含まれています。 フィードバックをわずかに減らすことによって (図 17 で、点線で示された R oс 内)、1 と同等かそれよりわずかに大きい伝達係数を得ることができます。

フィードバックがコンデンサ C を介してゲート回路に提供される場合 (図 17 の c の点線で示されます)、リピータの入力抵抗は大幅に増加する可能性があります (10 ～ 100 倍)。 この場合、リピータの入力インピーダンスは次とほぼ等しくなります。

R in = R h / (1-K u)、

ここで、K および はリピータ伝送係数です。

リピータの基本的な電気パラメータは次のとおりです。

業界は、入力に電界効果トランジスタを備えた低ノイズ低周波アンプである K226 シリーズのハイブリッド フィルムマイクロ回路の製造を習得しました。 その主な目的は、内部抵抗の高いセンサーからの弱い AC 信号を増幅することです。

米。 17. チップ K24E841。

a - 概略図。 b - 電圧 12.6 V の 1 つの電源を備えた回路。 c - 電圧+-6.3 Vの2つの電源を備えた回路。 d - 電圧が-6.3 Vの1つの電源を備えた回路。

この超小型回路は、電界効果トランジスタとバイポーラ トランジスタを使用したハイブリッド フィルム技術を使用して、ガラス セラミック基板上に作成されます。

低周波増幅器の超小型回路は、ゲインとノイズレベルに応じてグループに分類されます (表 1)。 外観と全体寸法を図に示します。 18.

アンプの概略回路を図に示します。 図19のa、bと20のa、bの接続図を図2に示します。 図21、a、d. 図21の図に従ってマイクロ回路のスイッチを入れると、 図２１のａおよびｂにおいて、増幅器の入力抵抗は外部抵抗Ｒ ｉ の抵抗に等しい。 入力抵抗を大きくするには(最大30MOhm以上)、図1の回路を使用する必要があります。 21.6、g。

表1

米。 18. K2US261 ～ K2US265 マイクロ回路の外観と全体の寸法。

K2US261 および K2US262 マイクロ回路の基本的な電気パラメータ:

米。 19. アンプの概略図。

a - K2US261; b - K2US262。

米。 20. アンプの概略図。

a - K2US263; b - K2US264 (すべてのダイオードは KD910B タイプ)。

K2US263 および K2US264 マイクロ回路の基本的な電気パラメータ:

米。 21. アンプ接続回路。

マイクロ回路の使用に関する推奨事項。入力回路の時定数が十分に大きい低周波領域の周波数依存性と0.7Vレベルでのカットオフ周波数は、外付けの負帰還フィルタコンデンサC2と帰還回路の抵抗R o.c の抵抗値で決まります。関係に従って：

マイクロ回路 K2US261、K2US262 の入力のピーク電圧は、正極性の場合は 1 V、負極性の場合は 3 V を超えてはなりません。 K2US263、K.2US264 マイクロ回路の入力 - 正極性の場合は 2 V 以下、負極性の場合は 1 V 以下。

-60 ～ +70 °C の動作温度範囲における入力電流の漏れ抵抗 R1 は 3 MOhm を超えてはなりません。 最高温度が低い場合、または出力電圧要件が低減されている場合は、抵抗 R1 の値を大きくしてステージの入力インピーダンスを増やすことができます。

入力デカップリング コンデンサ C1 の漏れ電流は 0.06 μA を超えてはなりません。

最大出力電圧を維持するには、動作温度範囲でのコンデンサ C2 の漏れ電流が 20 μA を超えないようにしてください。 この要件は、容量 470 μF の K52-1A コンデンサによって満たされ、これらの電圧での漏れ電流は 10 μA を超えません。

フィールドトランジスタを用いた低周波増幅器の実践図

通常、電界効果トランジスタはバイポーラ トランジスタと組み合わせてアンプに使用されますが、抵抗容量結合を備えた多段オーディオ アンプのアクティブ デバイスとしても使用できます。 図では、 図 22 に、RC アンプ回路での電界効果トランジスタの使用例を示します。 この増幅回路は、海の音声信号を録音するために使用されました。 アンプの入力への信号は圧電セラミックハイドロフォン G から取得され、アンプの負荷は KVD4x1.5 タイプのケーブル、長さ 500 m でした。

アンプの入力段には、雑音指数が最小限に抑えられた電界効果トランジスタ型 KP103Zh が採用されています。 同じ目的 (ノイズの低減) のため、最初の 2 つのステージには、D1R8 パラメトリック スタビライザーを使用して得られた低減された電圧が供給されます。 これらの対策により、周波数帯域 4 Hz ～ 20 kHz における入力を基準としたノイズ レベルは 1.5 ～ 2 μV となりました。

より高い周波数の領域でアンプの周波数応答を調整するには、対応する補正コンデンサを抵抗 R6 および R10 と並列に接続します。

アンプの高出力抵抗と低抵抗負荷 (ケーブル) を一致させるために、トランジスタ T4、T5 にボルテージ フォロワが使用されます。これは、直接結合を備えた 2 段アンプです。 バイアス抵抗器 R11、R12 の分流効果を排除するために、交流に対する正のフィードバックがチェーン R13、C6 を介して導入されます。 このようなリピータの出力抵抗の計算値は 10 オームです。

アンプの機能とゲインをチェックするには、対称マルチバイブレータ回路を使用して組み立てられたキャリブレーション ジェネレータを使用します。 校正発生器は、D808 タイプの D2-D5 ツェナー ダイオードを使用して、周波数 85 Hz の方形振幅安定化パルスを生成します。校正器がオンになると、このパルスがハイドロフォンを介してアンプの入力に供給されます。 抵抗器 R16、R17 に分圧器を使用して、パルス振幅を 1 mV に設定しました。

増幅回路は単純であるにもかかわらず、周囲温度が0～40℃の範囲で変化するとゲインはわずかに(約2%)変化し、室温20℃でのゲインは150に等しくなります。

米。 22. 水音響増幅器の概略図。

電界効果トランジスタの初段の出力抵抗を大幅に低減でき、その後の段で従来のバイポーラトランジスタを使用できるようになった場合、さらなる増幅に電界効果トランジスタを使用するのは経済的ではありません。 このような場合には、電界効果トランジスタとバイポーラトランジスタを使用した増幅器が使用されます。

図では、 図 23 は、電界効果トランジスタとバイポーラ トランジスタを使用した低周波アンプの回路図を示しています。このアンプは、電界効果トランジスタを使用した 3 段 RC アンプ (図 22) のパラメータに近いパラメータを備えています。 したがって、ゲインが 150、周波数応答が 20 Hz ～ 100 kHz のレベル 0.7 の場合、R n = 3 kOhm での歪みのない最大出力信号の値は 2 V になります。

電界効果トランジスタＴ１（図２３）はソース共通の回路で接続され、バイポーラトランジスタはエミッタ共通の回路で接続されている。 性能特性を安定させるため、アンプは負の DC フィードバックでカバーされています。

図では、 図 24 は、V.N. Semenov と V.G. Fedorin によって開発された、高入力インピーダンスのソースからの弱い信号を増幅するように設計された、直接結合を備えた低周波アンプの回路を示しています。 アンプには結合コンデンサが含まれていないため、寸法を小さくできます。

アンプのパラメータは次のとおりです。

回路は 100% DC フィードバックを備えた UPT です。 これにより、体制のドリフトと安定性が最小限に抑えられます。 DC フィードバックはローパス フィルターを通じて導入されるため、アンプの低域カットオフ周波数はこのフィルターのパラメーターによって決まります。

ゲインを安定させるために、信号周波数で約 20 dB の深さの負帰還が使用されます。 ゲインはフィードバックの深さに依存します。

米。 23. 電界効果トランジスタとバイポーラトランジスタのULFの概略図。

米。 24. 直接接続を備えた ULF の概略図。

フィードバックを使用すると、アンプは電源電圧の変化や、トランジスタおよび R10 と R11 を除くすべての部品のパラメータの変動に対して影響を受けなくなります。 この回路の特徴には、トランジスタ T3 と T4 が U b.e に等しい電圧 U​​ b.e で動作するという事実が含まれます。

アンプの高い入力インピーダンスは、電界効果トランジスタの使用によって実現されます。 低い周波数では抵抗 R1 の抵抗によって決まり、高い周波数では回路の入力容量によって決まります。

A.G. ミレヒン

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音量はあまり重視せず、音質を重視する場合には、このUMZCHが便利です。 出力段は、絶縁ゲートを備えた強力な電界効果トランジスタの相補ペアのプッシュプル回路に従って作られ、主観的に「真空管」に似た音質を提供します。

はい、客観的な特性はまったく悪くありません。

電界効果トランジスタをベースにしたサウンドアンプ

低域のプリ部分はA1で行われます。 その出力からの信号は、絶縁ゲートを備えた反対側の電界効果トランジスタ - 2SK1530 (n チャネル) と 2SJ201 (p チャネル) を使用してプッシュプル出力段に供給されます。 必要なバイアス電圧は、抵抗 R8、R9、ダイオード VD3、VD4 を使用してトランジスタのゲートで生成されます。

ダイオードは、電界効果トランジスタのゲート間に初期電位差を生成することによって「ステップ」歪みを除去します。OOS の安定化電圧は出力段の出力から除去され、回路 R4 ～ C6 を介して出力段に供給されます。オペアンプ A1 の反転入力であり、入力でもあります。

電圧利得は、抵抗器 R1 と R4 の抵抗比に依存します。 抵抗 R1 を変更することで、この UMZCh の感度をかなり広い範囲で調整し、既存の予備 UMZCH の出力パラメータに適応させることができます。 ただし、通常どおり、感度を上げると歪みが増加することを知っておく必要があります。 したがって、ここでは合理的な妥協が必要です。

電源電圧は ±25V です。安定化されていない電源を使用できますが、AC バックグラウンド リップルから十分にフィルタリングする必要があります。オペアンプは、ツェナー ダイオード VD1 および VD2 に基づく 2 つのパラメトリック スタビライザからの ±18V のバイポーラ電圧によって電力供給されます。 2SK1530 トランジスタの代わりに古い 2SK135、2SK134 を使用したり、2SJ201 トランジスタの代わりに 2SJ49、2SJ50 を使用したりできます。

トランジスタはヒートシンク上に取り付ける必要があります。 トランジスタ2SK1530と2SJ201は、水晶に接触する放熱板を持たない筐体設計となっており、筐体は熱をよく伝えるが電気を通さないセラミックプラスチックでできています。 したがって、トランジスタを共通のラジエーターに取り付けることができます。 水晶と電気的に接触する放熱板を備えたトランジスタを使用する場合は、それらを異なる放熱板に設置して相互に絶縁するか、マイカスペーサーを使用して慎重に絶縁する必要があります。

いずれの場合も、トランジスタ本体の熱除去面とラジエーターの間に熱伝導性ペーストが存在する必要があり、これがトランジスタ本体とラジエーター間の接触の凹凸をカバーし、実際の接触面積を増加させ、これが熱伝導率の向上に寄与します。放熱性が向上します。 オーディオ オペアンプは、ほぼすべてのオペアンプやその他のオプションで置き換えることができ、1N4148 ダイオードは KD522 または KD521 で置き換えることができます。

1N4705 ツェナー ダイオードは、18V の安定化電圧用に設計された他のツェナー ダイオードと置き換えることができます。また、それぞれのツェナー ダイオードを直列に接続された 2 つのツェナー ダイオードで置き換えて、合計 18V (たとえば、9V と 9V) にすることもできます。 コンデンサ C1 と C4 は少なくとも 35 V の電圧に対応し、コンデンサ C7 と C8 は少なくとも 50 V の電圧に対応する必要があります。 電源用の電解コンデンサ C7 および C8 が存在するにもかかわらず、電源の出力で AC リップルを高品質に抑制するには、電源の出力に非常に大きな容量のコンデンサが必要です。

設置は、片面にプリントトラックが配置されたフォイルグラスファイバー製のプリント基板上で実行されます（図2）。 プリント基板の製造方法はどのような方法でもよい。 印刷されたトラックは、図に示されているものとまったく同じ形状である必要はありません。必要な接続が提供されることが重要です。

この図は、MOSFET 出力トランジスタを備えた 50 W アンプの回路を示しています。
アンプの初段は、トランジスタ VT1 ～ VT2 を使用した差動アンプです。
アンプの 2 段目はトランジスタ VT3 VT4 で構成されます。 アンプの最終段は、MOSFET IRF530 および IRF9530 で構成されます。 アンプの出力はコイル L1 を介して 8 オームの負荷に接続されます。
R15とC5からなるチェーンは騒音レベルを低減するように設計されています。 コンデンサ C6 と C7 はパワー フィルターです。 抵抗 R6 は静止電流を調整するように設計されています。

注記：
バイポーラ電源 +/-35V を使用
L1 は、直径 1 mm の絶縁銅線を 12 回巻いたもので構成されています。
C6 と C7 の定格は 50V、残りの電解コンデンサの定格は 16V である必要があります。
MOSFET用のヒートシンクが必要です。 寸法 20x10x10 cm アルミニウム製。
出典 - http://www.circuitstoday.com/mosfet-amplifier-circuits

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