Několik slov o chybách instalace:
Pro zlepšení čitelnosti obvodů uvažujme výkonový zesilovač se dvěma páry koncových tranzistorů s efektem pole a napájením ±45 V.
Jako první chybu zkusme "připájet" zenerovy diody VD1 a VD2 se špatnou polaritou (správné zapojení je na obrázku 11). Napěťová mapa bude mít podobu znázorněnou na obrázku 12.
Obrázek 11 Pinout zenerových diod BZX84C15 (pinout na diodách je však stejný).
Obrázek 12 Napěťová mapa výkonového zesilovače s nesprávnou instalací zenerových diod VD1 a VD2.
Tyto zenerovy diody jsou potřebné pro generování napájecího napětí pro operační zesilovač a byly zvoleny na 15 V pouze proto, že toto napětí je pro tento operační zesilovač optimální. Zesilovač si zachovává svůj výkon bez ztráty kvality i při použití blízkých jmenovitých hodnot - 12 V, 13 V, 18 V (ale ne více než 18 V). Při nesprávné instalaci dostává oprekční zesilovač místo požadovaného napájecího napětí pouze úbytkové napětí na n-p přechodu zenerových diod. Proud je regulován normálně, na výstupu zesilovače je malé konstantní napětí a není zde žádný výstupní signál.
Je také možné, že diody VD3 a VD4 jsou nainstalovány nesprávně. V tomto případě je klidový proud omezen pouze hodnotami rezistorů R5, R6 a může dosáhnout kritické hodnoty. Na výstupu zesilovače bude signál, ale dosti rychlé zahřátí koncových tranzistorů určitě povede k jejich přehřátí a selhání zesilovače. Mapa napětí a proudu pro tuto chybu je znázorněna na obrázcích 13 a 14.
Obrázek 13 Mapa napětí zesilovače s nesprávnou instalací diod tepelné stabilizace.
Obrázek 14 Proudová mapa zesilovače s nesprávnou instalací diod tepelné stabilizace.
Další oblíbenou instalační chybou může být nesprávná instalace tranzistorů předposledního stupně (ovladačů). V tomto případě má napěťová mapa zesilovače podobu znázorněnou na obrázku 15. V tomto případě jsou tranzistory terminálové kaskády zcela uzavřeny a na výstupu zesilovače není slyšet žádný zvuk a úroveň stejnosměrného napětí je co nejblíže nule.
Obrázek 15 Mapa napětí pro nesprávnou instalaci tranzistorů ve fázi budiče.
Dále je nejnebezpečnější chybou to, že tranzistory fáze budiče jsou smíchány a také pinout je smíchán, v důsledku čehož je to, co je aplikováno na svorky tranzistorů VT1 a VT2, správné a fungují v emitorovém sledovači. režimu. Proud koncovým stupněm je v tomto případě závislý na poloze jezdce trimovacího odporu a může být od 10 do 15 A, což v každém případě způsobí přetížení zdroje a rychlé zahřátí koncových tranzistorů. Obrázek 16 ukazuje proudy ve střední poloze trimovacího rezistoru.
Obrázek 16 Aktuální mapa při nesprávné instalaci tranzistorů budícího stupně je také zmatené pinout.
Je nepravděpodobné, že bude možné pájet výstup koncových tranzistorů s efektem pole IRFP240 - IRFP9240 obráceně, ale je možné je místy poměrně často prohodit. V tomto případě jsou diody instalované v tranzistorech v obtížné situaci - napětí na ně přivedené má polaritu odpovídající jejich minimálnímu odporu, což způsobuje maximální odběr ze zdroje a rychlost jejich vyhoření závisí spíše na štěstí než na fyzikální zákony.
Ohňostroj na desce může nastat ještě z jednoho důvodu - prodávají se zenerovy diody 1,3 W v balení stejné jako diody 1N4007, takže před instalací zenerových diod na desku, pokud jsou v černém pouzdře, byste se měli blíže podívat u nápisů na pouzdru. Při instalaci diod místo zenerových diod je napájecí napětí operačního zesilovače omezeno pouze hodnotami rezistorů R3 a R4 a proudovým odběrem samotného operačního zesilovače. V každém případě je výsledná hodnota napětí výrazně větší než maximální napájecí napětí pro daný operační zesilovač, což vede k jeho poruše, někdy s vystřelením části pouzdra samotného operačního zesilovače a následně konstantním napětím se může objevit na jeho výstupu blízko napájecího napětí zesilovače, což povede ke vzniku konstantního napětí na výstupu samotného výkonového zesilovače. Poslední kaskáda v tomto případě zpravidla zůstává funkční.
A nakonec pár slov o hodnotách rezistorů R3 a R4, které závisí na napájecím napětí zesilovače. 2,7 kOhm je nejuniverzálnější, nicméně při napájení zesilovače napětím ±80 V (pouze do zátěže 8 Ohm) budou tyto rezistory rozptylovat cca 1,5 W, proto je nutné jej vyměnit za rezistor 5,6 kOhm nebo 6,2 kOhm. , což sníží generovaný tepelný výkon na 0,7 W.
|
|
|
Tento zesilovač si zaslouženě získal své příznivce a začal získávat nové verze. Nejprve byl změněn řetězec generování předpětí prvního tranzistorového stupně. Navíc byla do obvodu zavedena ochrana proti přetížení.
V důsledku úprav získalo schéma zapojení výkonového zesilovače s tranzistory s efektem pole na výstupu následující podobu:
ZVÝŠIT
Možnosti desky plošných spojů jsou zobrazeny v grafickém formátu (je třeba změnit měřítko)
Vzhled výsledné úpravy výkonového zesilovače je znázorněn na fotografiích níže:
Zbývá jen přidat mouchu na masti...
Faktem je, že tranzistory IRFP240 a IRFP9240 použité v zesilovači přestaly vyrábět vývojář International Rectifier (IR), který více dbal na kvalitu svých produktů. Hlavním problémem těchto tranzistorů je, že byly navrženy pro použití v napájecích zdrojích, ale ukázalo se, že jsou docela vhodné pro zařízení pro zesílení zvuku. Zvýšená pozornost společnosti International Rectifier na kvalitu vyráběných součástek umožnila bez výběru tranzistorů zapojit několik tranzistorů paralelně bez obav z rozdílů v charakteristikách tranzistorů - rozptyl nepřesáhl 2%, což je docela přijatelné.
Tranzistory IRFP240 a IRFP9240 dnes vyrábí společnost Vishay Siliconix, která není na své produkty tak citlivá a parametry tranzistorů se staly vhodnými pouze pro napájecí zdroje - rozptyl v „faktoru zisku“ tranzistorů jedné šarže přesahuje 15 % . To vylučuje paralelní zapojení bez předběžného výběru a počet testovaných tranzistorů pro výběr 4 shodně přesahuje několik desítek kopií.
V tomto ohledu byste si před montáží tohoto zesilovače měli nejprve zjistit, jakou značku tranzistorů můžete získat. Pokud se Vishay Siliconix prodává ve vašich obchodech, důrazně se doporučuje, abyste odmítli sestavit tento výkonový zesilovač - riskujete, že utratíte poměrně hodně peněz a nic nedosáhnete.
Nicméně práce na vývoji „VERZE 2“ tohoto výkonového zesilovače a nedostatek slušných a levných tranzistorů s efektem pole pro koncový stupeň nás přiměly trochu přemýšlet o budoucnosti tohoto obvodu. V důsledku toho byla simulována „VERZE 3“ s použitím tranzistorů s efektem pole IRFP240 - IRFP9240 od Vishay Siliconix bipolárního páru od TOSHIBA - 2SA1943 - 2SC5200, které jsou dnes ještě docela slušné kvality.
Schéma nové verze zesilovače obsahuje vylepšení od „VERZE 2“ a doznalo změn ve výstupním stupni, což umožňuje upustit od použití tranzistorů s efektem pole. Schéma zapojení je uvedeno níže:
Schematický diagram využívající tranzistory s efektem pole jako opakovače ZVĚTŠIT
V této verzi jsou zachovány tranzistory s efektem pole, ale jsou použity jako napěťové sledovače, což výrazně odlehčuje zatížení budiče. Do ochranného systému bylo zavedeno malé kladné spojení, aby nedocházelo k buzení výkonového zesilovače na provozní hranici ochrany.
Plošný spoj je ve vývoji, přibližně výsledky reálných měření a funkční plošný spoj se objeví koncem listopadu, zatím však můžeme nabídnout graf měření THD získaný společností MICROCAP. Více o tomto programu si můžete přečíst.
Starý, ale zlatý
Starý, ale zlatýObvody zesilovačů již prošly spirálou ve svém vývoji a nyní jsme svědky „renesance elektronek“. V souladu se zákony dialektiky, které do nás byly tak vytrvale bubnovány, by měla následovat „renesance tranzistorů“. Samotná skutečnost je nevyhnutelná, protože lampy jsou přes veškerou svou krásu velmi nepohodlné. Dokonce i doma. Ale tranzistorové zesilovače mají své vlastní nedostatky...
Důvod „tranzistorového“ zvuku byl vysvětlen již v polovině 70. let – hluboká zpětná vazba. Způsobuje to dva problémy najednou. Prvním je přechodné intermodulační zkreslení (TIM zkreslení) v samotném zesilovači, způsobené zpožděním signálu ve zpětnovazební smyčce. Proti tomu lze bojovat pouze jedním způsobem - zvýšením rychlosti a zesílení původního zesilovače (bez zpětné vazby), což může obvod vážně zkomplikovat. Výsledek je těžké předvídat: buď k němu dojde, nebo ne.
Druhým problémem je, že hluboká zpětná vazba značně snižuje výstupní impedanci zesilovače. A u většiny reproduktorů je to plné výskytu stejných intermodulačních zkreslení přímo v dynamických hlavách. Důvodem je, že při pohybu cívky v mezeře magnetické soustavy se výrazně mění její indukčnost, takže se mění i impedance hlavy. Při nízké výstupní impedanci zesilovače to vede k dodatečným změnám proudu cívkou, což vede k nepříjemným podtónům, mylně považovaným za zkreslení zesilovače. To může také vysvětlit paradoxní skutečnost, že při libovolném výběru reproduktorů a zesilovačů jedna sada „zní“ a druhá „nezní“.
tajemství trubkového zvuku =
zesilovač s vysokou výstupní impedancí
+ mělká zpětná vazba
.
Podobných výsledků však lze dosáhnout s tranzistorovými zesilovači. Všechny níže uvedené obvody mají jedno společné – nekonvenční a dnes již zapomenutý „asymetrický“ a „nepravidelný“ návrh obvodu. Je však tak špatná, jak se o ní říká? Například bassreflex s transformátorem je skutečný Hi-End! (obr. 1) A fázový střídač s dělenou zátěží (obr. 2) je vypůjčen z elektronkových obvodů...
Obr. 1
Obr.2
Obr.3
Tato schémata jsou nyní nezaslouženě zapomenuta. Ale marně. Na jejich základě, s použitím moderních komponentů, můžete vytvořit jednoduché zesilovače s velmi vysokou kvalitou zvuku. V každém případě to, co jsem nasbíral a poslouchal, znělo slušně – jemně a „chutně“. Hloubka zpětné vazby ve všech obvodech je malá, existuje místní zpětná vazba a výstupní odpor je významný. Pro stejnosměrný proud neexistuje obecná ochrana životního prostředí.
Daná schémata však ve třídě fungují B, proto se vyznačují „spínacími“ zkresleními. Pro jejich odstranění je nutné provozovat koncový stupeň v „čisté“ třídě A. A takové schéma se také objevilo. Autorem schématu je J.L.Linsley Hood. První zmínky v domácích pramenech pocházejí z druhé poloviny 70. let. 
Obr.4
Hlavní nevýhoda zesilovačů třídy A, omezující rozsah jejich použití je velký klidový proud. Existuje však další způsob, jak eliminovat zkreslení spínání - použití germaniových tranzistorů. Jejich výhodou je nízké zkreslení v režimu B. (Jednou napíšu ságu věnovanou germaniu.) Další otázkou je, že tyto tranzistory nyní není snadné najít a výběr je omezený. Při opakování následujících návrhů je třeba pamatovat na to, že tepelná stabilita germaniových tranzistorů je nízká, takže není třeba šetřit na radiátorech pro koncový stupeň.
 Obr.5 | Toto schéma ukazuje zajímavou symbiózu germaniových tranzistorů s tranzistory s efektem pole. Kvalita zvuku je i přes více než skromné vlastnosti velmi dobrá. Abych si osvěžil dojmy z doby před čtvrt stoletím, dal jsem si čas na sestavení konstrukce na maketu a lehce ji modernizoval, aby vyhovovala hodnotám moderních dílů. Tranzistor MP37 lze nahradit křemíkovým KT315, protože při nastavování budete stále muset zvolit odpor rezistoru R1. Při provozu se zátěží 8 Ohm se výkon zvýší přibližně na 3,5 W, kapacita kondenzátoru C3 bude muset být zvýšena na 1000 μF. A pro provoz se zátěží 4 Ohmy budete muset snížit napájecí napětí na 15 voltů, abyste nepřekročili maximální ztrátový výkon tranzistorů koncového stupně. Vzhledem k tomu, že neexistuje celkový DC OOS, tepelná stabilita je dostatečná pouze pro domácí použití. |
Obr.6
Obr.7 Autor: A.I. Shikhatov (návrh a komentáře) 1999-2000
Vydáno: sbírka "Návrhy a schémata pro čtení páječkou" M. Solon-R, 2001, s. 19-26.
- Schémata 1,2,3,5 byla zveřejněna v časopise „Radio“.
- Schéma 4 je vypůjčeno ze sbírky
V.A. Vasiliev "Zahraniční amatérské rádiové návrhy" M. Radio and Communications, 1982, s. 14...16 - Schémata 6 a 7 jsou zapůjčena ze sbírky
J. Bozdekh "Návrh přídavných zařízení pro magnetofony" (přeloženo z češtiny) M. Energoizdat 1981, s. 148,175 - Podrobnosti o mechanismu intermodulačního zkreslení: Měl by mít UMZCH nízkou výstupní impedanci?
UMZCH na tranzistorech s efektem pole
UMZCH na tranzistorech s efektem polePoužití tranzistorů s efektem pole ve výkonovém zesilovači může výrazně zlepšit kvalitu zvuku a zároveň zjednodušit celkový obvod. Přenosová charakteristika tranzistorů s efektem pole je blízká lineární nebo kvadratické, takže ve spektru výstupního signálu nejsou prakticky žádné sudé harmonické, navíc rychle klesá amplituda vyšších harmonických (jako u elektronkových zesilovačů). To umožňuje použít mělkou negativní zpětnou vazbu v tranzistorových zesilovačích s efektem pole nebo ji úplně opustit. Po dobytí rozlehlosti „domácího“ Hi-Fi začaly tranzistory s efektem pole útočit na audiosystémy v autech. Zveřejněná schémata byla původně určena pro domácí systémy, ale možná někdo riskne uplatnění myšlenek v nich obsažených v autě...
Obr. 1
Toto schéma je již považováno za klasické. V něm je koncový stupeň, pracující v režimu AB, vyroben z tranzistorů MOS a předstupně jsou bipolární. Zesilovač poskytuje poměrně vysoký výkon, ale pro další zlepšení kvality zvuku by měly být bipolární tranzistory zcela vyloučeny z obvodu (další obrázek). 
Obr.2
Po vyčerpání všech rezerv pro zlepšení kvality zvuku zbývá jediné - koncový stupeň s jedním koncem v „čisté“ třídě A. Proud odebíraný předstupněm ze zdroje vyššího napětí v tomto i předchozím obvodu je minimální . 
Obr.3
Koncový stupeň s transformátorem je úplnou obdobou elektronkových obvodů. To je na svačinu... Integrovaný proudový zdroj CR039 nastavuje provozní režim koncového stupně. 
Obr.4
Širokopásmový výstupní transformátor je však na výrobu poměrně složitá jednotka. Společnost navrhla elegantní řešení - zdroj proudu v drenážním okruhu
Použití tranzistorů s efektem pole ve vstupních stupních nízkofrekvenčních zesilovačů určených pro provoz z vysokoimpedančních zdrojů signálu umožňuje zlepšit přenosový koeficient a výrazně snížit šumové číslo takových zesilovačů. Vysoká vstupní impedance PT eliminuje potřebu používat velké kapacitní kondenzátory. Použití PT v prvním stupni rádiového přijímače ULF zvyšuje vstupní impedanci na 1-5 MOhm. Takový ULF nezatíží koncový stupeň mezifrekvenčního zesilovače. Pomocí této vlastnosti tranzistorů s efektem pole (vysoký vstup R) lze řadu obvodů výrazně zjednodušit; Zároveň se snižují rozměry, hmotnost a spotřeba energie ze zdroje.
Tato kapitola pojednává o principech konstrukce a obvodech ULF na tranzistorech s efektem pole s p-n přechodem.
Tranzistor s efektem pole lze zapojit do obvodu se společným zdrojem, společným kolektorem a společným hradlem. Každý ze spínacích obvodů má určité vlastnosti, na kterých závisí jeho použití.
BĚŽNÝ ZDROJ ZESILOVAČE
Toto je nejběžněji používaný stejnosměrný obvod a vyznačuje se vysokou vstupní impedancí, vysokou výstupní impedancí, napěťovým ziskem větším než jedna a inverzí signálu.
Na Obr. 10a znázorňuje obvod zesilovače se společným zdrojem, ve kterém jsou dva napájecí zdroje. Generátor signálového napětí Uin je připojen ke vstupu zesilovače a výstupní signál je odebírán mezi kolektorem a společnou elektrodou.
Pevné předpětí je nevýhodné, protože vyžaduje přídavný zdroj energie a je obecně nežádoucí z toho důvodu, že charakteristiky tranzistoru s efektem pole se významně mění v závislosti na teplotě a mají velký rozptyl mezi jednotlivými instancemi. Z těchto důvodů se ve většině praktických obvodů s tranzistory s řízeným polem používá automatické předpětí, vytvořené proudem samotného tranzistoru řízeného polem přes rezistor R a (obr. 10, b) a podobně jako u automatického předpětí v trubkové obvody.
Rýže. 10. Schémata připojení PT se společným zdrojem.
a - s pevným posunutím; b - s automatickým řazením; c - s nulovým posunem; g - ekvivalentní obvod.
Uvažujme obvod s nulovým předpětím (obr. 10, c). Na dostatečně nízkých frekvencích, kdy lze zanedbat odpor kondenzátorů C z.s (obr. 10, d) a C z.i ve srovnání s R z, lze napěťové zesílení zapsat:
(1)
kde Ri je dynamický odpor PT; je definován takto:
Zde si všimneme, že SR i = μ, kde μ je vlastní napěťový zisk tranzistoru.
Výraz (1) lze napsat jinak:
(2)
V tomto případě výstupní impedance zesilovače (obr. 10, c)
(3)
Při automatickém přemístění (obr. 10, b) je kaskádový režim určen soustavou rovnic:
Řešení tohoto systému udává hodnotu vypouštěcího proudu I s v pracovním bodě DC:
(4)
Pro danou hodnotu I c z výrazu (4) zjistíme hodnotu odporu ve zdrojovém obvodu:
(5)
Pokud je uvedena hodnota napětí U s.i., pak
(6)
Hodnotu sklonu pro kaskádu s automatickým vychýlením lze zjistit výrazem
(7)
SPOLEČNÝ ZESILOVAČ
Kaskáda se společným odtokem (obr. 11, a) se často nazývá sledovač zdroje. V tomto obvodu je vstupní impedance vyšší než v obvodu běžného zdroje. Výstupní impedance je zde nízká; Neexistuje žádná inverze signálu ze vstupu na výstup. Napěťové zesílení je vždy menší než jedna a nelineární zkreslení signálu je nevýznamné. Výkonové zesílení může být velké díky značnému poměru vstupní a výstupní impedance.
Zdrojový sledovač se používá k získání malé vstupní kapacity, ke konverzi impedance směrem dolů nebo ke zpracování velkého vstupního signálu.
Rýže. 11. Obvody zesilovačů se společným odběrem.
a - nejjednodušší sledovač zdroje; b - ekvivalentní obvod; c - sledovač zdroje se zvýšeným odporem předpětí.
Při frekvencích, kde 1/ωСз.и je výrazně větší než R i a R n (obr. 11, b), jsou vstupní a výstupní napětí vzájemně vztažena vztahem
kde je napěťové zesílení K a
(8)
Kde 
Vstupní impedance kaskády znázorněné na Obr. 11, a, je určen odporem R z. Pokud je R 3 připojen ke zdroji, jak je znázorněno na Obr. 11, V, vstupní impedance zesilovače prudce vzroste:
(9)
Pokud tedy například R з = 2 MΩ a napěťové zesílení K a = 0,8, pak je vstupní odpor sledovače zdroje 10 MΩ.
Vstupní kapacita sledovače zdroje pro čistě ohmickou zátěž je snížena v důsledku vlastní zpětné vazby tohoto obvodu:
Výstupní odpor R out ze sledovače zdroje je určen vzorcem
(11)
Když R i >>R n, což se v praxi často vyskytuje, podle (11) máme:
(12)
Pro vysoké zatížení
Cesta ≈ 1/S (13)
Výstupní kapacita sledovače zdroje
(4)
Je třeba říci, že zesílení sledovače zdroje slabě závisí na amplitudě vstupního signálu, a proto lze tento obvod použít pro práci s velkým vstupním signálem.
ZESILOVAČ SPOLEČNÉ BRÁNY
Tento spínací obvod se používá k převodu nízké vstupní impedance na vysokou výstupní impedanci. Vstupní odpor zde má přibližně stejnou hodnotu jako výstupní odpor v obvodu se společným kolektorem. Ve vysokofrekvenčních obvodech se také používá běžná hradlová kaskáda, protože ve většině případů není potřeba neutralizovat vnitřní zpětnou vazbu.
Zesílení napětí pro společný obvod hradla
(15)
kde R r je vnitřní odpor generátoru vstupního signálu.
Vstupní impedance stupně
(16)
a den volna
(17)
VOLBA PROVOZNÍHO BODU PT
Volba pracovního bodu tranzistoru je určena maximálním výstupním napětím, maximálním ztrátovým výkonem, maximální změnou kolektorového proudu, maximálním napěťovým ziskem, přítomností předpětí a minimálním šumovým číslem.
Pro dosažení maximálního výstupního napětí je nutné nejprve zvolit nejvyšší napájecí napětí, jehož hodnota je omezena přípustným vypouštěcím napětím tranzistoru. Abychom našli zatěžovací odpor, při kterém je dosaženo maximálního nezkresleného výstupního napětí, definujeme toto druhé jako poloviční rozdíl mezi napájecím napětím Ep a saturačním napětím (rovným meznímu napětí). Vydělením tohoto napětí zvolenou hodnotou odtokového proudu v pracovním bodě I s získáme optimální hodnotu zatěžovacího odporu:
(18)
Minimální hodnoty ztrátového výkonu je dosaženo při minimálním napětí a odběrovém proudu. Tento parametr je důležitý pro přenosná zařízení napájená bateriemi. V případech, kdy je požadavek na minimální ztrátový výkon prvořadý, je nutné použít tranzistory s nízkým vypínacím napětím U ots. Odtokový proud lze snížit změnou předpětí brány, ale je třeba si uvědomit snížení transkonduktance, které doprovází klesající odtokový proud.
Minimálního teplotního driftu svodového proudu u některých tranzistorů lze dosáhnout vyrovnáním pracovního bodu s bodem průtokové charakteristiky tranzistoru, který má nulový teplotní koeficient. V tomto případě je z důvodu přesné kompenzace obětována zaměnitelnost tranzistorů.
Maximálního zesílení při nízkých hodnotách zátěžového odporu je dosaženo, když tranzistor pracuje v bodě s maximální transkonduktancí. U tranzistorů s efektem pole s řídicím p-n přechodem toto maximum nastává, když je napětí hradlo-zdroj nula.
Minimálního šumového čísla je dosaženo vytvořením nízkonapěťového režimu na bráně a kolektoru.
VOLBA POLE TRANSISTORU VYPÍNACÍM NAPĚTÍM
V některých případech má volba stejnosměrného vypínacího napětí rozhodující vliv na činnost obvodu. Tranzistory s nízkým vypínacím napětím mají řadu výhod v obvodech, které využívají zdroje s nízkým výkonem a kde je vyžadována větší teplotní stabilita.
Zvažte, co se stane, když se dva FETy s různými vypínacími napětími použijí v obvodu se společným zdrojem při stejném napájecím napětí a nulovém předpětí brány.
Rýže. 12. Charakteristika PT převodu.
Označme U ots1 - mezní napětí tranzistoru PT1 a U ots2 - mezní napětí tranzistoru PT2, přičemž U ots1
U c1 =U c2 =U c ≥U ots2
Představme si pojem „ukazatel kvality“:
(20)
Hodnotu M lze pochopit z Obr. 12, který ukazuje typickou přenosovou charakteristiku p-kanálového FET.
Sklon křivky při U z.i =0 je roven S max. Pokud tečna v bodě U z.i =0 pokračuje, dokud se neprotne s osou úsečky, pak odřízne segment U ots /M na této ose. To lze snadno zobrazit na základě (20):
(21)
V důsledku toho je M mírou nelinearity charakteristiky toku tranzistoru s efektem pole. B ukazuje, že při výrobě tranzistorů s efektem pole pomocí difúzní metody je M = 2.
Pojďme zjistit hodnotu proudu I c0 pomocí výrazu (21):
Dosazením jeho hodnoty do (19) dostaneme:
Pokud do vzorce (1) dáme R i >>R n, pak napěťové zesílení pro obvod se společným zdrojem
(23)
Dosazením hodnoty zisku (23) do výrazu (22) získáme:
(24)
Ze vztahu (24) můžeme vyvodit následující závěr: při daném napájecím napětí je zesílení kaskády nepřímo úměrné meznímu napětí tranzistoru s efektem pole. Pro tranzistory s efektem pole vyrobené difuzní metodou jsou tedy M = 2 a při U ots1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), napájecí napětí 12,6 V a U c = 7 V, faktory zesílení kaskád se rovná 7,5 a 1,6. Zesílení kaskády s PT1 se ještě zvýší, pokud se zvýšením zatěžovacího odporu R n sníží U c na 1,6 V. Je třeba poznamenat, že v tomto případě při konstantním napájecím napětí E p tranzistor s níz. transkonduktance může poskytnout vyšší napěťový zisk než tranzistor s vyšší transkonduktancí (kvůli vyššímu zatěžovacímu odporu).
V případě nízkého zatěžovacího odporu Rн je vhodné použít tranzistory s efektem pole s vysokým vypínacím napětím pro dosažení vyššího zesílení (vzhledem k nárůstu S).
U tranzistorů s nízkým vypínacím napětím je změna kolektorového proudu od teploty mnohem menší než u tranzistorů s vysokým vypínacím napětím, a proto jsou požadavky na stabilizaci pracovního bodu nižší. Při předpětí hradla, které nastavuje teplotní koeficient odebíracího proudu na nulu, mají tranzistory s nižším vypínacím napětím vyšší odběrový proud než tranzistor s vyšším vypínacím napětím. Navíc, protože hradlové předpětí (při nulovém teplotním koeficientu) druhého tranzistoru je vyšší, bude tranzistor pracovat v režimu, ve kterém je více ovlivněna nelinearita jeho charakteristik.
Pro dané napájecí napětí poskytují FET s nízkým vypínacím napětím větší dynamický rozsah. Například ze dvou tranzistorů s vypínacím napětím 0,8 a 5 V s napájecím napětím 15 V a maximálním zatěžovacím odporem vypočteným ze vztahu (18) lze na výstupu prvního získat dvojnásobnou amplitudu výstupního signálu. (definováno jako rozdíl mezi Ep a Uots), rovných 14,2 V, zatímco ve druhém - pouze 10 V. Rozdíl v zisku bude ještě zřetelnější, pokud se Ep sníží. Pokud se tedy napájecí napětí sníží na 5 V, pak dvojnásobná amplituda výstupního napětí prvního tranzistoru bude 4,2 V, ale druhý tranzistor je pro tyto účely téměř nemožné použít.
NELINEÁRNÍ ZKRESLENÍ U ZESILOVAČŮ
Velikost nelineárního zkreslení, ke kterému dochází u stejnosměrných zesilovačů, je určena mnoha parametry obvodu: předpětí, provozní napětí, odpor zátěže, úroveň vstupního signálu, charakteristiky tranzistorů s efektem pole.
Když je na vstup zesilovače se společným zdrojem přivedeno sinusové napětí U 1 sinωt, lze zapsat okamžitou hodnotu celkového napětí v obvodu hradlo-zdroj.
U z.i = E cm + U 1 sinωt
kde E cm je vnější předpětí aplikované na bránu.
Vezmeme-li v úvahu kvadratickou závislost vypouštěcího proudu na napětí hradla (1), okamžitá hodnota i c bude rovna:
(24a)
Otevřením závorek v rovnici (24a) získáme podrobné vyjádření svodového proudu:
Z výrazu (24b) je zřejmé, že výstupní signál spolu s konstantní složkou a první harmonickou obsahuje druhou harmonickou frekvence vstupního signálu.
Nelineární zkreslení je určeno poměrem efektivní hodnoty všech harmonických k efektivní hodnotě základní harmonické ve výstupním signálu. Pomocí této definice z výrazu (24b) najdeme harmonický koeficient, vyjadřující (E cm -U ots) až I c0:
(24v)
Výraz (24c) poskytuje pouze přibližný výsledek, protože skutečné průtokové charakteristiky PT se liší od charakteristik popsaných výrazem (1).
Pro dosažení minimálního nelineárního zkreslení je nutné:
Udržujte hodnotu U c.i dostatečně velkou, aby při maximálním poklesu výstupního signálu byla podmínka splněna
U s.i ≥(1,5...3)U s.i.
Nepracujte s napětím brány-odtok blízkým průrazu;
- zvolte dostatečně velkou zátěžovou odolnost.
Na Obr. 16, c znázorňuje obvod, ve kterém tranzistor s efektem pole pracuje s velkým R n, což zajišťuje nízké zkreslení a vysoký zisk. Druhý tranzistor T2 s efektem pole je zde použit jako zátěžový odpor. Tento obvod poskytuje při napájení E = 9 V napěťové zesílení asi 40 dB.
Volba typu FET, který poskytuje nejmenší zkreslení, závisí na úrovni vstupního signálu, napájecím napětí a požadované šířce pásma. S velkou výstupní úrovní signálu a významnou šířkou pásma je žádoucí PT s velkým Uref. Při nízké úrovni vstupního signálu nebo nízkém napájecím napětí jsou vhodnější PT s nízkým Us.
ZÍSKEJTE STABILIZACI
Zisk ULF na PT, stejně jako na jiných aktivních prvcích, podléhá vlivu různých destabilizačních faktorů, pod jejichž vlivem mění svou hodnotu. Jedním z těchto faktorů jsou změny okolní teploty. K boji s těmito jevy se obecně používají stejné metody jako v obvodech založených na bipolárních tranzistorech: využívají negativní zpětnou vazbu v proudu i napětí, pokrývají jednu nebo více kaskád a zavádějí do obvodu prvky závislé na teplotě.
V tranzistoru s efektem pole s p-n přechodem se vlivem teploty mění exponenciálně zpětně vychýlený hradlový proud a mění se kolektorový proud a transkonduktance.
Vliv změny hradlového proudu I g na zesílení lze zeslabit snížením odporu rezistoru R g v obvodu hradla. Pro snížení vlivu změn v kolektorovém proudu, jako v případě bipolárních tranzistorů, lze použít negativní stejnosměrnou zpětnou vazbu (obr. 13a).
Podívejme se blíže na některé způsoby, jak snížit dopad změn sklonu S na zisk.
V režimu zesílení slabého signálu zisk nekompenzovaného tranzistorového stupně s efektem pole klesá s rostoucí teplotou. Například zisk obvodu na Obr. 13, a, rovna 13,5 při 20 °C, klesá na 12 při +60 °C. Tento pokles je primárně způsoben změnou teploty ve strmosti tranzistoru s efektem pole. Parametry zkreslení, jako je odvodňovací proud I s, hradlo-zdrojové napětí U g.i a zdroj-odvodové napětí U c.i se mírně mění v důsledku existující stejnosměrné zpětné vazby.
Rýže. 13. Obvody zesilovačů se stabilizací zisku.
a - nekompenzovaná kaskáda; b - kompenzovaný zesilovací stupeň; c - kompenzovaný zesilovací stupeň s OOS; g -přechodová charakteristika.
Zařazením několika obyčejných diod do obvodu záporné zpětné vazby mezi hradlem a zdrojem (obr. 13, b) je možné stabilizovat zesílení zesilovače bez zavádění dalších stupňů. S rostoucí teplotou klesá propustné napětí každé diody, což následně vede ke snížení napětí U c.i.
Experimentálně bylo prokázáno, že výsledná změna napětí posouvá pracovní bod takovým způsobem, že strmost S je relativně stabilní v určitých mezích změny teploty (obr. 13, d). Například zisk zesilovače podle zapojení na Obr. 13, b, rovna 11, si prakticky zachovává svou hodnotu v rozsahu teplotních změn 20-60 °C (K a mění se pouze o 1 %).
Zavedení negativní zpětné vazby mezi hradlem a zdrojem (obr. 13, c) snižuje zisk, ale poskytuje lepší stabilitu. Zesílení zesilovače podle schématu na Obr. 13, c, rovna 9, se prakticky nemění, když se teplota změní z 20 na 60 °.
Pečlivým výběrem pracovního bodu a počtu diod lze stabilizovat zisk s přesností 1 % v rozsahu až 100 °C.
SNÍŽENÍ VLIVU VSTUPNÍ KAPACITY PT NA FREKVENČNÍ VLASTNOSTI ZESILOVAČŮ
Pro zdrojový sledovač znázorněný na obr. 11, a, podle jeho ekvivalentního obvodu (obr. 11, b) lze časovou konstantu vstupního obvodu určit s dostatečnou přesností pro praktické výpočty takto:
τin = Rg [Cg + Cz.s + Cz.i (1 - K i)], (25)
kde Rg a Cg jsou parametry zdroje signálu.
Z výrazu (25) je zřejmé, že časová konstanta vstupního obvodu je přímo závislá na kapacitách C z.s a C z.i a kapacita Cz.i vlivem ochrany životního prostředí je snížena o (1-K resp. ) krát.
Avšak získání napěťového zesílení blízkého jednotce (aby se eliminoval vliv kapacity Cz.i) v konvenčním obvodu sledovače zdroje je zatíženo obtížemi spojenými s nízkým průrazným napětím tranzistoru s efektem pole. Takže pro získání napěťového zesílení 0,98 na tranzistoru KP102E s efektem pole s maximálním svodovým proudem I c0 = 0,5 mA, maximální strmostí 0,7 mA/V, je nutné použít odpor R n = 65 kOhm. . Při I c0 = 0,5 mA bude úbytek napětí na odporu Rn asi 32,5 V a napájecí napětí by mělo být alespoň o hodnotu U ots větší než toto napětí, tj. Ep = 35 V.
Aby se předešlo nutnosti použití vysokého napájecího napětí pro dosažení zisku blízkého jednotce, v praxi se často používají kombinované sledovací obvody založené na polním efektu a bipolárních tranzistorech.
Na Obr. 14 a znázorňuje kombinovaný obvod jak podle typu tranzistorů v něm použitých, tak podle obvodu jejich zapojení, nazývaný zdrojový sledovač se sledovacím spojem. Drain tranzistoru s řízeným polem T1 je připojen k bázi bipolárního tranzistoru T2, z jehož kolektoru je signál přiváděn na zdrojovou svorku tranzistoru řízeného polem v protifázi se vstupním signálem. Volbou rezistorů R5 a R6 lze získat napětí signálu na zdroji rovné vstupnímu napětí, čímž se eliminuje vliv kapacity C.
Rezistor R1 instalovaný v obvodu předpětí hradla je připojen ke zdroji tranzistoru T1 přes velkokapacitní kondenzátor C2. Efektivní odpor v obvodu předpětí je určen odporem rezistoru R 1 a koeficientem zpětné vazby, takže
(35)
kde U a je amplituda signálu na zdroji tranzistoru T1.
Rýže. 14. Zesilovací obvody se sníženou vstupní kapacitou.
a - sledující zdroj se sledovacím odkazem; b - se sníženou kapacitou C z.s; c - sledovač zdroje s dynamickou zátěží.
Pro velké hodnoty β bipolárního tranzistoru T2 lze zisk obvodu přibližně odhadnout následujícím výrazem:
(36)
Pokud je zesilovač navržen pro provoz na nízkých frekvencích, pak lze rezistor R6 obejít kondenzátorem C3 (na obr. 14a znázorněno tečkovanou čarou); v tomto případě je horní hranice frekvence určena výrazem
(37)
Výše jsme diskutovali o metodě pro snížení vlivu kapacity hradla-zdroje C na frekvenční odezvu zesilovače získáním zisku blízkého jednotce na sledovači zdroje. Vliv kapacity C z.s zůstal nezměněn.
Dalšího zlepšení frekvenčních charakteristik zesilovačů lze dosáhnout zeslabením statické kapacity hradlo-odvod ve vstupním obvodu obvodu.
Chcete-li snížit vliv kapacity mezi hradlem a kolektorem, můžete použít metodu podobnou metodě popsané výše, abyste snížili vliv kapacity C g.i., tj. snížili napětí signálu na kondenzátoru. Ve schématu znázorněném na Obr. 14, b, je vliv kapacity C z.s snížen natolik, že vstupní kapacita kaskády je téměř zcela určena uspořádáním dílů v obvodu a instalační kapacitou.
První stupeň na tranzistoru T1 má malou zátěž v kolektorovém obvodu a je zdrojovým sledovačem pro signál odebraný ze zdroje. Výstupní signál je přiváděn do společného kolektorového stupně, který využívá bipolární tranzistor.
Pro snížení vlivu kapacity C 3.s je signál z koncového stupně (sledovače emitoru) přiváděn přes kondenzátor C2 do kolektoru tranzistoru T1 ve fázi se vstupním signálem. Pro zvýšení kompenzačního účinku je nutné provést opatření ke zvýšení koeficientu přenosu prvního stupně. Toho je dosaženo aplikací signálu z emitorového sledovače na předpětí R3. V důsledku toho se napětí aplikované na odtok zvýší a negativní zpětná vazba se stane účinnější. Navíc zvýšení koeficientu prostupu prvního stupně dále snižuje vliv kapacity C z.i.
Pokud nepoužijete uvedené metody pro snížení kapacity hradla, je vstupní kapacita zpravidla poměrně významná (u tranzistoru KP103 je to 20-25 pF). Díky tomu je možné snížit vstupní kapacitu na 0,4-1 pF.
Zdrojový sledovač s dynamickým zatížením (Na základě materiálů od Yu. I. Glushkova a V. N. Semenova), krytý zpětnou vazbou sledování do odtoku, je znázorněn na Obr. 14, c. Pomocí takového zapojení je možné eliminovat vliv statického zesílení tranzistoru s efektem pole μ na koeficient prostupu sledovače zdroje a také snížit kapacitu C g.s. Tranzistor T2 funguje jako stabilní generátor proudu, který nastavuje proud ve zdrojovém obvodu tranzistoru T1 s efektem pole. Tranzistor T3 je dynamická zátěž v kolektorovém obvodu tranzistoru s efektem pole na střídavý proud. Parametry sledujícího zdroje:
EKONOMICKÝ VLF
Vývojář někdy stojí před úkolem vytvořit ekonomické nízkofrekvenční zesilovače pracující z nízkonapěťového zdroje. V takových zesilovačích lze použít tranzistory s efektem pole s nízkým vypínacím napětím U otc a saturačním proudem I c0; tyto obvody mají nepochybné výhody oproti elektronkovým a bipolárním tranzistorovým obvodům.
Volba pracovního bodu u ekonomických tranzistorových zesilovačů s efektem pole je určena na základě podmínky dosažení minimálního ztrátového výkonu. K tomu je předpětí U c.i zvoleno téměř rovné vypínacímu napětí, zatímco vypouštěcí proud má tendenci k nule. Tento režim zajišťuje minimální zahřívání tranzistoru, což vede k nízkým svodovým proudům hradla a vysokému vstupnímu odporu. Požadovaného zesílení při nízkých odběrových proudech je dosaženo zvýšením zatěžovacího odporu.
V ekonomických nízkofrekvenčních zesilovačích se hojně využívá kaskádové zapojení znázorněné na Obr. 10, b. V tomto obvodu je na odporu ve zdrojovém obvodu generováno předpětí, které vytváří negativní proudovou zpětnou vazbu, která stabilizuje režim před vlivem kolísání teploty a změn parametrů.
Pro výpočet hospodárných ULF kaskád provedených dle Obr. 10, b.
1. Na základě podmínky pro dosažení minimálního ztrátového výkonu vybereme tranzistor s efektem pole s nízkým vypínacím napětím U ots a saturačním proudem I c0.
2. Zvolte pracovní bod tranzistoru s efektem pole proudem I c (jednotky - desítky mikroampérů).
3. Vzhledem k tomu, že při předpětí blízkém meznímu napětí lze odvodňovací proud přibližně určit výrazem
Rc ≈ U ots /R a (38)
odpor zdrojového obvodu
Ri ≈ U ots /I a (39)
4. Na základě požadovaného zesílení zjistíme R n. Od zisku
(40)
pak, zanedbáme-li bočníkový efekt diferenciálního odporu kolektor-zdroj R i a dosadíme místo S jeho hodnotu získanou derivováním výrazu pro odvodňovací proud v (40), dostaneme:
(41)
Z posledního výrazu zjistíme požadovaný odpor zatížení:
(42)
Zde výpočet zesilovače končí a během procesu seřizování se pouze specifikují hodnoty rezistorů Rn a R i.
Na Obr. Obrázek 15 ukazuje praktické schéma ekonomického nízkofrekvenčního zesilovače pracujícího z kapacitního snímače (například z piezokeramického hydrofonu).
Vzhledem k nízkému předpětí výstupního zesilovače, složeného ze dvou tranzistorů T2 a T3, je ztrátový výkon celého předzesilovače 13 μW. Předzesilovač odebírá proud 10 µA při napájecím napětí 1,35 V.
Rýže. 15. Schéma ekonomického zesilovače.
Vstupní impedance předzesilovače je určena odporem rezistoru R1. Skutečný vstupní odpor tranzistoru s efektem pole lze zanedbat, protože je řádově větší než odpor rezistoru R1.
V režimu malého signálu je vstupní stupeň předzesilovače ekvivalentní obvodu se společným zdrojem, zatímco obvody předpětí jsou navrženy jako sledovací obvod zdroje.
Tranzistor s efektem pole použitý v tomto obvodu musí mít při hradlovém napětí U z.i = 0 malé vypínací napětí Uots a malý odvodňovací proud I c0.
Vodivost tranzistorového kanálu T1 s efektem pole závisí na svodovém proudu, a protože ten je nevýznamný, vodivost je také malá. Proto je výstupní odpor obvodu se společným zdrojem určen odporem rezistoru R2. Podle výstupní impedance zesilovače je 4 kOhm, napěťové zesílení je 5 (14 dB).
KASKÁDY ULF S DYNAMICKOU ZÁTĚŽÍ
Tranzistory s efektem pole usnadňují implementaci nízkofrekvenčních zesilovacích obvodů s dynamickým zatížením. Ve srovnání s reostatickým zesilovacím stupněm, ve kterém je odpor zátěže konstantní, má zesilovač s dynamickou zátěží vyšší napěťové zesílení.
Schematické schéma zesilovače s dynamickou zátěží je na Obr. 16, a.
Jako dynamický odpor zátěže kolektoru tranzistoru T1 je použit aktivní prvek, polem řízený tranzistor T2, jehož vnitřní odpor závisí na amplitudě signálu na kolektoru tranzistoru T1. Tranzistor T1 je zapojen podle společného obvodu zdroje a T2 je zapojen podle společného obvodu kolektoru. Pro stejnosměrný proud jsou oba tranzistory zapojeny do série.
Rýže. 16. Schémata zesilovačů s dynamickým zatížením.
a - na dvou PT; b - na PT a bipolárním tranzistoru; c - s minimálním počtem detailů.
Vstupní signál Uin je přiváděn do hradla tranzistoru T1 s efektem pole a je odváděn ze zdroje tranzistoru T2.
Zesilovací kaskáda (obr. 16, a) může sloužit jako standardní při konstrukci vícestupňových zesilovačů. Při použití tranzistorů s efektem pole typu KP103Zh má kaskáda následující parametry:
Je třeba poznamenat, že při použití FETů s nízkým vypínacím napětím je možné získat vyšší napěťové zesílení než při použití FETů s vysokým vypínacím napětím. To se vysvětluje tím, že PT s nízkým vypínacím napětím má vyšší vnitřní (dynamický) odpor než PT s vysokým vypínacím napětím.
Jako dynamický odpor lze použít i obyčejný bipolární tranzistor. V tomto případě je napěťové zesílení dokonce o něco vyšší než při použití tranzistoru s efektem pole v dynamické zátěži (kvůli většímu R i). Ale v tomto případě se počet dílů potřebných k sestavení zesilovacího stupně s dynamickým zatížením zvyšuje. Schematický diagram takové kaskády je na Obr. 16, b, a jeho parametry jsou blízké parametrům předchozího zesilovače znázorněného na Obr. 16, a.
Zesilovače s dynamickým zatížením by měly být použity k dosažení vysokého zisku v nízkošumových ULF s nízkým napájecím napětím.
Na Obr. 16, c znázorňuje zesilovací stupeň s dynamickou zátěží, ve kterém je počet dílů snížen na minimum a tento obvod poskytuje zisk až 40 dB při nízké hladině hluku. Napěťové zesílení pro tento obvod lze vyjádřit vzorcem
(43)
kde Smax1 je transkonduktance tranzistoru T1; R i1, R i2 jsou dynamické odpory tranzistorů T1 a T2.
ULF NA ČIPY
Mikroobvod typu K2UE841 je jedním z prvních lineárních mikroobvodů zvládnutých v našem oboru. Jedná se o dvoustupňový zesilovač s hlubokou negativní zpětnou vazbou (sledovač), sestavený pomocí tranzistorů s efektem pole. Mikroobvody tohoto typu jsou široce používány jako vstupní stupně citlivých širokopásmových zesilovačů, jako vzdálené stupně při přenosu signálů kabelem, v aktivních filtračních obvodech a dalších obvodech, které vyžadují vysokou vstupní a nízkou výstupní impedanci a stabilní přenosový koeficient.
Schéma zapojení takového zesilovače je na Obr. 17, a; způsoby zapnutí mikroobvodu jsou znázorněny na Obr. 17, b, c, d.
Rezistor R3 je součástí obvodu pro ochranu výstupního tranzistoru před přetížením v případě zkratu na výstupu. Mírným snížením zpětné vazby (na obr. 17, v R oс znázorněno tečkovanou čarou) můžete získat koeficient přenosu rovný jednotce nebo o něco více.
Vstupní odpor opakovačů lze výrazně zvýšit (10-100krát), pokud je do obvodu hradla poskytována zpětná vazba přes kondenzátor C (znázorněno tečkovanou čarou na obr. 17, c). V tomto případě je vstupní impedance opakovače přibližně rovna:
Rin = Rh / (1-Ku),
kde K a je přenosový koeficient opakovače.
Základní elektrické parametry opakovače jsou následující:
Průmysl si osvojil výrobu hybridních filmových mikroobvodů řady K226, což jsou nízkošumové nízkofrekvenční zesilovače s tranzistorem s efektem pole na vstupu. Jejich hlavním účelem je zesílit slabé střídavé signály ze snímačů s vysokým vnitřním odporem.
Rýže. 17. Čip K24E841.
a - schematický diagram; b - obvod s jedním napájecím zdrojem o napětí 12,6 V; c - obvod se dvěma zdroji s napětím +-6,3 V; d - obvod s jedním napájecím zdrojem o napětí -6,3V.
Mikroobvody jsou vyrobeny na sklokeramickém substrátu pomocí hybridní filmové technologie s využitím polních a bipolárních tranzistorů.
Mikroobvody nízkofrekvenčního zesilovače jsou rozděleny do skupin podle zisku a úrovně šumu (tab. 1). Vzhled a celkové rozměry jsou na obr. 18.
Schématické zapojení zesilovačů je na obr. 19, a, b a 20, a, b a jejich schémata zapojení jsou na Obr. 21, a, d. Při zapínání mikroobvodů podle schémat na Obr. 21, a a b, je vstupní odpor zesilovačů roven odporu externího odporu R i. Pro zvýšení vstupního odporu (až 30 MOhm a více) je nutné použít obvody na Obr. 21,6, g.
| Typy čipů | Získat | Šumové napětí, µV |
| K2US261A | 300 | 5 |
| K2US265A | 100 | 5 |
| K2US261B | 300 | 12 |
| K2US265B | 100 | 12 |
| K2US262A | 30 | 5 |
| K2US262B | 30 | 12 |
| K2US263A | 300 | 6 |
| K2US263B | 300 | 12 |
| K2US264A | 10 | 6 |
| K2US264B | 10 | 12 |
stůl 1
Rýže. 18. Vzhled a celkové rozměry mikroobvodů K2US261-K2US265.
Základní elektrické parametry mikroobvodů K2US261 a K2US262:
| Napájecí napětí | +12,6 V +-10 % -6,8V +-10% |
| Spotřeba energie: | |
| ze zdroje +12,6 V | Ne více než 40 mW |
| ze zdroje -6,3 V | Ne více než 50 mW |
| Změna zesílení v rozsahu provozních teplot (od -45 do +55 °C) | +-10% |
| Vlastní šumové napětí v pásmu 20 Hz - 20 kHz v závislosti na skupinách (se vstupem zkratovaným kondenzátorem 5000 pF) | 5 uV a 12 uV |
| 3 MOhm | |
| Výstupní impedance | 100 ohmů |
| Vstupní kapacita | 15 pF |
| Horní mezní frekvence na úrovni 0,7 | Ne méně než 200 kHz |
| Nižší mezní frekvence | Určeno kapacitou externího filtru |
| Maximální výstupní napětí na externí zátěži je 3 kOhm ve frekvenčním pásmu do 100 kHz s koeficientem nelineárního zkreslení nejvýše 5 % | Ne méně než 1,5 V |
Rýže. 19. Schémata zesilovačů.
a - K2US261; b - K2US262.
Rýže. 20. Schémata zesilovačů.
a - K2US263; b - K2US264 (všechny diody jsou typu KD910B).
Základní elektrické parametry mikroobvodů K2US263 a K2US264:
| Napájecí napětí | +6 V ±10% -9 V +-10% |
| Spotřeba energie: | |
| ze zdroje +6V | 10 mW |
| ze zdroje - 9V | 50 mW (K2US263), 25 mW (K2US264) |
| Změna zesílení v rozsahu provozních teplot (od -45 do +55 °C) | +-10% |
| Vstupní impedance při 100 Hz | Ne méně než 10 MOhm |
| Vstupní kapacita | Ne více než 15 pF |
| Výstupní impedance | 100 Ohm (K2US263), 300 Ohmů (K2US264) |
| Horní mezní frekvence s amplitudou výstupního signálu minimálně 2,5 V a nerovnoměrností frekvenční odezvy + -5 % | 100 kHz (K2US263), 200 kHz (K2US264) |
| Nižší mezní frekvence | Určeno kapacitou externího filtru |
| THD při výstupním napětí 2,5 V | 5 % (K2US263), 10 % (K2US264) |
Rýže. 21. Připojovací obvody zesilovače.
Doporučení pro použití mikroobvodů. Kmitočtová závislost a mezní frekvence na úrovni 0,7 V v nízkofrekvenční oblasti s dostatečně velkou časovou konstantou vstupního obvodu je určena externím filtračním kondenzátorem záporné zpětné vazby C2 a odporem rezistoru zpětnovazebního obvodu R o.c. v souladu se vztahy:
Špičková napětí na vstupu mikroobvodů K2US261, K2US262 by neměla překročit 1 V pro kladnou polaritu a 3 V pro zápornou; na vstupu mikroobvodů K2US263, K.2US264 - ne více než 2 V pro kladnou polaritu a ne více než 1 V pro zápornou polaritu.
Svodový odpor R1 pro vstupní proud v rozsahu provozních teplot -60 až +70°C by neměl překročit 3 MOhm. Při nižších maximálních teplotách nebo při snížení požadavků na výstupní napětí lze hodnotu odporu R1 zvýšit, aby se zvýšila vstupní impedance stupně.
Svodový proud vstupního oddělovacího kondenzátoru C1 by neměl překročit 0,06 μA.
Pro udržení maximálního výstupního napětí by svodový proud kondenzátoru C2 v rozsahu provozních teplot neměl překročit 20 μA. Tento požadavek splňuje kondenzátor K52-1A o kapacitě 470 μF, jehož svodový proud při těchto napětích nepřesahuje 10 μA.
PRAKTICKÉ SCHÉMAČE NÍZKOFREKVENČNÍCH ZESILOVAČŮ S POUŽITÍM POLNÍCH TRANSISTORŮ
Tranzistory s efektem pole se obvykle používají v zesilovačích ve spojení s bipolárními tranzistory, ale mohou být také použity jako aktivní zařízení ve vícestupňových audio zesilovačích s odporově-kapacitní vazbou. Na Obr. Obrázek 22 ukazuje příklad použití tranzistorů s efektem pole v obvodu RC zesilovače. Tento obvod zesilovače sloužil k záznamu zvukových signálů moře. Signál na vstup zesilovače byl odebírán z piezokeramického hydrofonu G a zátěží zesilovače byl kabel typu KVD4x1,5 o délce 500m.
Vstupní stupeň zesilovače je vyroben z tranzistoru typu KP103Zh s efektem pole s minimálním šumovým číslem. Za stejným účelem (snížení hluku) jsou první dva stupně napájeny sníženým napětím získaným pomocí parametrického stabilizátoru D1R8. Díky těmto opatřením byla hladina hluku vztažená na vstup ve frekvenčním pásmu 4 Hz-20 kHz 1,5-2 μV.
Pro nastavení frekvenční charakteristiky zesilovače v oblasti vyšších frekvencí můžete paralelně s odpory R6 a R10 zapojit odpovídající korekční kondenzátory.
Pro vyrovnání vysokého výstupního odporu zesilovače s nízkoodporovou zátěží (kabelem) se používá napěťový sledovač na tranzistorech T4, T5, což je dvoustupňový zesilovač s přímou vazbou. Aby se eliminoval bočníkový efekt předpětí rezistorů R11, R12, kladná zpětná vazba na střídavý proud je zavedena přes řetězec R13, C6. Vypočtená hodnota výstupního odporu takového opakovače je 10 Ohmů.
Pro kontrolu funkčnosti a zesílení zesilovače použijte kalibrační generátor sestavený pomocí symetrického multivibrátorového obvodu. Kalibrační generátor vytváří pomocí zenerových diod D2-D5 typu D808 pravoúhlé amplitudově stabilizované impulsy o frekvenci 85 Hz, které jsou při zapnutí kalibrátoru přiváděny přes hydrofon na vstup zesilovače. Pomocí děliče napětí na rezistorech R16, R17 byla nastavena amplituda pulzu na 1 mV.
Navzdory jednoduchosti obvodu zesilovače se zisk mírně mění (asi 2%), když se okolní teplota mění v rozsahu 0-40 ° C, a zisk při pokojové teplotě 20 ° C byl roven 150.
Rýže. 22. Schéma hydroakustického zesilovače.
Pokud lze výstupní odpor prvního stupně na tranzistoru s efektem pole snížit natolik, že je možné použít konvenční bipolární tranzistory v následujících stupních, pak není ekonomické používat pro další zesílení tranzistory s efektem pole. V těchto případech se používají zesilovače využívající pole s efektem pole a bipolární tranzistory.
Na Obr. Obrázek 23 ukazuje schematický diagram nízkofrekvenčního zesilovače využívajícího tranzistory s efektem pole a bipolární tranzistory, který má parametry blízké parametrům třístupňového RC zesilovače využívajícího tranzistory s efektem pole (obr. 22). Takže při zisku 150, frekvenční odezvě na úrovni 0,7 od 20 Hz do 100 kHz je hodnota maximálního nezkresleného výstupního signálu při R n = 3 kOhm 2 V.
Tranzistor T1 s řízeným polem (obr. 23) je zapojen podle obvodu se společným zdrojem a bipolární tranzistor je zapojen podle obvodu se společným emitorem. Pro stabilizaci výkonových charakteristik je zesilovač pokryt negativní stejnosměrnou zpětnou vazbou.
Na Obr. Obrázek 24 ukazuje zapojení nízkofrekvenčního zesilovače s přímými vazbami, vyvinutého V.N.Semenovem a V.G.Fedorinem, určeného k zesílení slabých signálů ze zdrojů s vysokou vstupní impedancí. Zesilovač neobsahuje vazební kondenzátory, takže jeho rozměry mohou být malé.
Parametry zesilovače jsou následující:
Obvod je UPT se 100% DC zpětnou vazbou; Díky tomu je dosaženo minimálního driftu a stability režimů. Stejnosměrná zpětná vazba je zavedena přes dolní propust, takže spodní mezní frekvence zesilovače je určena parametry tohoto filtru.
Pro stabilizaci zisku se používá negativní zpětná vazba na frekvenci signálu s hloubkou asi 20 dB. Zisk závisí na hloubce zpětné vazby.
Rýže. 23. Schematické schéma ULF na tranzistorech s efektem pole a bipolárních tranzistorech.
Rýže. 24. Schéma ULF s přímými spoji.
Použití zpětné vazby činí zesilovač nekritickým vůči změnám napájecího napětí a změnám parametrů tranzistorů a všech částí kromě R10 a R11. Mezi vlastnosti obvodu patří skutečnost, že tranzistory T3 a T4 pracují s napětím U b.e. rovným U b.e.
Vysoké vstupní impedance zesilovače je dosaženo použitím tranzistorů s efektem pole. Při nižších frekvencích to bude určeno odporem rezistoru R1, při horních frekvencích - vstupní kapacitou obvodu.
A.G. Milekhin
Literatura:
- Tranzistory s efektem pole. Fyzika, technologie a aplikace. Za. z angličtiny upravil A. Mayorová. M., "Sovětský rozhlas", 1971.
- Sevin L. Tranzistory s efektem pole. M., "Sovětský rozhlas", 1968.
- Malin V.V., Sonin M.S. Parametry a vlastnosti tranzistorů s efektem pole. M., "Energie", 1967.
- Sherwin V. Příčiny zkreslení v tranzistorových zesilovačích s efektem pole. - "Elektronika"‚ 1966, č. 25.
- Downs R. Ekonomický předzesilovač. "Elektronika", 1972, č. 5.
- Holzman N. Eliminace emisí pomocí operačního zesilovače. "Elektronika", 1971, č. 3.
- Gozling V. Aplikace tranzistorů s efektem pole. M., "Energie". 1970.
- De Kold. Použití diod pro teplotní stabilizaci zesílení tranzistoru s efektem pole - "Elektronika", 1971, č. 12.
- Stejnosměrné tranzistorové zesilovače Galperin M.V., Zlobin Yu.V., Pavleiko V.A. M., "Energie", 1972.
- Technický katalog. „Nová zařízení. Tranzistory s efektem pole. hybridní integrované obvody“. Ed. Ústřední výzkumný ústav "Elektronika", 74.
- Topchilov N. A. Hybridní lineární mikroobvody s vysokoodporovým vstupem - „Elektronický průmysl“, 1973, č. 9.
Pokud hlasitost zvuku není to nejdůležitější, ale upřednostňuje se kvalita zvuku, pak se tento UMZCH bude hodit. Koncový stupeň, vyrobený podle push-pull obvodu na komplementární dvojici výkonných tranzistorů s efektem pole s izolovaným hradlem, poskytuje kvalitu zvuku subjektivně podobnou „elektronce“.
Ano, objektivní charakteristiky nejsou vůbec špatné:
Zvukový zesilovač na bázi tranzistorů s efektem pole
Nízkofrekvenční předčást se provádí na A1. Signál z jeho výstupu je přiveden na push-pull koncový stupeň pomocí opačných tranzistorů s efektem pole s izolovaným hradlem - 2SK1530 (n-kanál) a 2SJ201 (p-kanál). Potřebné předpětí je vytvořeno na hradlech tranzistorů pomocí rezistorů R8, R9 a diod VD3 a VD4.
Diody eliminují „krokové“ zkreslení vytvořením počátečního potenciálového rozdílu mezi hradly tranzistorů s efektem pole Stabilizační napětí OOS je odstraněno z výstupu koncového stupně a přes obvod R4-C6 je přivedeno do inverzní vstup operačního zesilovače A1, který je zároveň vstupem.
Napěťové zesílení závisí na poměru odporů rezistorů R1 a R4. Změnou odporu R1 můžete nastavit citlivost tohoto UMZCh v poměrně širokém rozsahu a přizpůsobit jej výstupním parametrům stávajícího předběžného UMZCH. Měli byste však vědět, že jako obvykle vede zvýšení citlivosti ke zvýšenému zkreslení. Zde tedy musí existovat rozumný kompromis.
Napájecí napětí je ±25V, lze použít nestabilizovaný zdroj, ale musí být dobře odfiltrován od vlnění střídavého pozadí Operační zesilovač je napájen bipolárním napětím ±18V ze dvou parametrických stabilizátorů na bázi zenerových diod VD1 a VD2. Místo tranzistoru 2SK1530 lze použít starší 2SK135, 2SK134, místo tranzistoru 2SJ201 lze použít 2SJ49, 2SJ50.
Tranzistory musí být instalovány na chladiči. Tranzistory 2SK1530 a 2SJ201 mají takové provedení pouzdra, že nemají desku zářiče v kontaktu s krystalem, jejich pouzdro je vyrobeno z keramického plastu, který dobře vede teplo, ale nevede elektrický proud. Tranzistory lze tedy instalovat na společný radiátor. Pokud jsou použity tranzistory s radiátorovými deskami, které mají elektrický kontakt s krystalem, pak je nutné je instalovat na různé radiátory, izolované od sebe, nebo použít pečlivou izolaci pomocí slídových distančních vložek.
V každém případě musí být mezi teploodvádějící plochou tělesa tranzistoru a zářičem teplovodivá pasta, která zakryje nerovnosti ve styku tělesa tranzistoru a zářiče a zvětší tak vlastní kontaktní plochu, což přispívá lepší odvod tepla. Audio operační zesilovač lze nahradit například téměř jakýmkoliv operačním zesilovačem nebo jinou možností.Diody 1N4148 lze nahradit KD522 nebo KD521.
Zenerovy diody 1N4705 lze nahradit jakýmikoli jinými zenerovými diodami určenými pro stabilizační napětí 18V nebo lze každou z nich nahradit dvěma zenerovými diodami zapojenými do série, což dává dohromady 18V (například 9V a 9V). Kondenzátory C1 a C4 musí být pro napětí minimálně 35V, kondenzátory C7 a C8 pro napětí minimálně 50V. I přes přítomnost elektrolytických kondenzátorů C7 a C8 pro napájení musí být na výstupu zdroje kondenzátory podstatně větší kapacity, aby bylo zajištěno kvalitní potlačení zvlnění střídavého proudu na výstupu zdroje.
Instalace je provedena na desce plošných spojů z fóliového sklolaminátu s jednostranným uspořádáním tištěných drah (obr. 2). Způsob výroby desky s plošnými spoji může být jakýkoli dostupný. Vytištěné stopy nemusí mít přesně stejný tvar jako ty znázorněné na obrázku – je důležité, aby byla zajištěna potřebná spojení.
Na obrázku je schéma 50 W zesilovače s výstupními tranzistory MOSFET.
Prvním stupněm zesilovače je diferenciální zesilovač využívající tranzistory VT1 VT2.
Druhý stupeň zesilovače tvoří tranzistory VT3 VT4. Konečný stupeň zesilovače tvoří MOSFETy IRF530 a IRF9530. Výstup zesilovače je připojen přes cívku L1 k zátěži 8 Ohm.
Řetěz sestávající z R15 a C5 je navržen pro snížení hladiny hluku. Kondenzátory C6 a C7 jsou výkonové filtry. Odpor R6 je určen k regulaci klidového proudu.
Poznámka:
Použijte bipolární napájení +/-35V
L1 se skládá z 12 závitů izolovaného měděného drátu o průměru 1 mm.
C6 a C7 by měly být dimenzovány na 50V, zbývající elektrolytické kondenzátory na 16V.
Je vyžadován chladič pro MOSFETy. Rozměry 20x10x10 cm vyrobeno z hliníku.
Zdroj - http://www.circuitstoday.com/mosfet-amplifier-circuits
- Podobné články
Přihlaste se pomocí:
Náhodné články
- 19.03.2019
Základem běžného stabilizátoru je schéma ze stránky https://site/?p=57426, schéma je vcelku jednoduché a obsahuje minimální sadu prvků. Výstupní napětí nastavitelného stabilizátoru lze nastavit od 0 do 25 V při maximálním proudu 3 A. Pomocí Arduina můžete výrazně rozšířit funkčnost stabilizátoru, provést indikaci a ochranu pro proud a zkrat, přidáním ...
- 22.11.2014
Mix popsaný v článku je určen pro 3 linkové vstupy a 3 mikrofonní vstupy. Směšovač je vyroben z běžně dostupných rádiových prvků. Mixér umí pracovat s dynamickými mikrofony s odporem 200-1000 Ohmů, je možné použít i mikrofon kondenzátorový, linkové vstupy mají citlivost 200 mV. Mixér může používat následující operační zesilovače: LM741, LF351, TL071 a NE5534. ...
-
